radiomuseum.org

 
Please click your language flag. Bitte Sprachflagge klicken.
  The thread rating is reflecting the best post rating. Have you rated this thread (best post)?

FM-Demodulation: weniger bekannte Verfahren

Moderators:
Ernst Erb Otmar Jung 
 
Please click the blue info button to read more about this page.
Papers » Basic principles of radio technique » FM-Demodulation: weniger bekannte Verfahren
           
Dietmar Rudolph
Dietmar Rudolph
Editor
D  Articles: 1868
Schem.: 711
Pict.: 424
09.Nov.16 16:01
 
Count of Thanks: 15
Reply  |  You aren't logged in. (Guest)   1

Seit Anfang der 1950er Jahre hat sich zur FM-Demodulation der Ratio-Detektor allgemein durchgesetzt. Mit dem Aufkommen der integrierten Schaltkreise wurde der Ratio-Detektor durch den Phasen-Detektor abgelöst. Diese bekannteren Verfahren werden hier nicht betrachtet, sondern die weniger bekannten Demodulator-Schaltungen wie sie z.B. am Beginn der "FM-Ära" zum Einsatz kamen.

Die bekannteren Verfahren zur FM-Demodulation wurden in den Posts
"Frequenz-Demodulation, Begrenzer, Demodulation" und "FM-Demodulatoren" behandelt.

Phasen- u. Frequenz-Demodulatoren

Die beim Rundfunk auf UKW verwendete "Frequenz-Modulation" kann entweder direkt mit einem Frequenz-Modulator oder indirekt mit einem Phasen-Modulator erzeugt werden.[25], (PDF 830kB) Der (theoretische, nicht der praktische) Unterschied dabei besteht nur in der Aufbereitung der NF-Schwingung.

Entsprechend kann die Demodulation des UKW Signals mittels eines Phasen-Demodulators oder eines Frequenz-Demodulators erfolgen. Auch hier besteht der (theoretische) Unterschied nur in der Abbereitung der Nf-Schwingung.

Die Differentiation d/dt ist technisch eine Höhen-Anhebung (und Tiefen-Absenkung), während die Integration ∫ technisch eine Höhen-Absenkung (und Tiefen-Anhebung) des NF-Signals bedeutet.

Das Bild zeigt (von oben rechts nach unten links) die jeweils erforderliche Aufbereitung bzw. Abbereitung des NF-Signals damit

  • mit Hilfe eines FM-Modulators eine PM erzeugt wird,
  • mit Hilfe eines FM-Demodulators ein PM-Signal demoduliert wird.
  • mit Hilfe eines PM-Modulators eine FM erzeugt wird,
  • mit Hilfe eines PM-Demodulators ein FM-Signal demoduliert wird.

Schaltungstechnisch besteht somit "die freie Wahl", welche Lösung gewählt wird, um das gewünschte Ergebnis zu erreichen.

 

Beim UKW-Rundfunk wird tatsächlich eine Mischform zwischen FM und PM verwendet. Hierzu wird Sender-seitig eine Pre-Emphase und Empfangs-seitig eine De-Emphase für das NF-Signal angewendet. Somit ist die "Frequenz-Modulation" beim UKW Rundfunk für tiefe NF-Frequenzen eine FM, jedoch für hohe NF-Frequenzen eine PM. Der Grund dafür ist, daß durch diese Maßnahme das Rauschen im demodulierten NF-Signal reduziert wird.[12]

Schaltungs-technisch unterscheiden sich die Pre- und De-Emphase Netzwerke je nach verwendetem Modulator bzw. Demodulator.

 

 

Die Phasen-Demodulatoren

Mit Hilfe eines Phasen-Detektors [9] wird der Phasenunterschied zwischen zwei (sinusförmigen) Spannungen bestimmt. Man kann damit eine Aussage über den Phasen-Unterschied zwischen einem Signal 1 und einem Signal 2 gewinnen. Das Signal 2 bestimmt dabei die "Referenz-Phase".

Ist also das Signal 1 die empfangene FM-Schwingung, so benötigt man also im Empfänger "vor Ort" eine "Referenz-Schwingung" für das Signal 2. Dieses Signal 2 wird z.B bei digitalen Modulationen als "empfangsseitiger Hilfsträger" bezeichnet. (Der digitale Empfänger muß hierfür synchronisieren.)

In der Praxis der PM-Demodulatoren (für UKW Rundfunk) wird der Hilfsträger aus dem empfangenen FM-Signal gewonnen. Das ist deshalb mit Hilfe eines lose angekoppelten Schwingkreises möglich, weil ja keine stationäre, sondern eine sich stets gemäß dem NF-Signal ändernde Phase "gemessen" werden soll. 

EQ80

Philips entwickelte hierfür eine geignete Röhre (EQ80: Enneode oder Nonode).

Der Kreis L2, C2 stellt hier die Referenz-Schwingung bereit. Da L2 C2 der Sekundärkreis eines Bandfilters ist, ist hier die Schwingung um 900 gegenüber der Schwingung im Primärkreis verschoben. Nur zu den Zeiten, wo beide Spannungen positiv sind, kann in der Enneode ein Anodenstrom Ja fließen. [1]

Warum aber folgt die Phase im Kreis L2 C2 nicht unmittelbar den Phasenänderungen im Kreis L1 C1? Das könnte man ja doch fast erwarten bei einem Bandfilter?

Der Grund liegt darin, daß im Kreis L2 C2 Energie in Form einer Schwingung gespeichert ist. Schließlich ist der Schwingkreisstrom um den Faktor Q (Güte des Sekundärkreises) größer als der diesen Kreis "treibende" Strom. Folglich kann der Sekundärkreis gar nicht so schnell seine Phase ändern. Und zwischenzeitlich ist die Phase des Primärkreises ja auch schon wieder ganz anders, weil die sich ja gemäß dem NF-Signal ändert. Im Mittel behält daher die Schwingung im Sekundärkreis seine Phasenlage von 900 bei.

Abb. 80 zeigt eine praktische Schaltung für 10,7 MHz ZF Frequenz und Abb. 79 zeigt, wie sich die Breite der Impulse des Anodenstroms in Folge verschiedener Phasen ändern. [4] Strich-punktiert ist der gemittelte Anodenstrom i'a, der das demodulierte Signal ergibt. Hierfür ist dann aber noch ein zusätzlicher Kondensator von ca. 100pF von der Anode der EQ80 nach Masse erforderlich. (Fehlt in Abb. 80., aber auch in Fig. 100)

Als Kennlinie folgt daraus ein Verlauf des (mittleren) Anodenstroms, der im "Betriebsbereich" einigermaßen linear verläuft.[8],[7]

Die EQ80 wurde von Philips zur Demodulation des Fernsehtons entwickelt.[26] Der TV-Ton wird als FM mit 50 kHz Hub übertragen. Der "Tonträger" (Mittenfrequenz der Ton-FM) liegt 5,5 MHz oberhalb des "Bild-Trägers". Bei der Demodulation des gesamten TV-Signals (Bild & Ton) in der ZF-Ebene, hier mit der EB91, wird dabei die Ton-FM auf 5,5 MHz (Ton-ZF) umgesetzt (Inter-Carrier Verfahren), mit der EF80 verstärkt und mit der EQ80 demoduliert.

Die Schaltung Abb. 8 weist noch eine Besonderheit auf. Das Netzwerk (mit der Diode OA51) am Gitter 4 der EQ80 ist ein (zusätzlicher) AM-Demodulator. Das demodulierte AM Signal (Stör-Modulation: "Inter-Carrier-Brumm")  wird auf das Steuergitter der EF80 zurückgeführt. Es bewirkt dadurch eine "AM-Gegenmodulation", wodurch der Inter-Carrier-Brumm wirksam unterdrückt werden konnte. Der Inter-Carrier-Brumm ensteht durch Übersprechen der (vertikalen) Bild-Synchronisations-Impulse in den Ton ZF-Kanal.

Die EQ80 war als Phasendetektor bald "überholt", da die Kennlinie nicht sehr linear war (Abb. 12) und weil die 9 Gitter (mechanisch) zu Kling-Erscheinungen Anlaß gaben.

6BN6

Eine weitere für Phasendemodulatoren entwickelte Röhre ist die Strahlbündel-Röhre 6BN6.[10],[12]

Die 6BN6 eignet sich zusätzlich als Begrenzer, wodurch unerwünschte (und störende) Amplituden-Schwankungen des ZF-Signals unterdrückt werden.

Die Begrenzer-Wirkung ist erkennbar daran, daß der Anodenstrom einen horizontalen Verlauf aufweist.[12]

 

Die Demodulator-Kennlinie wird linear, wenn als Arbeitswiderstand Rd ein kleiner Wert verwendet wird.

 

 

Die Frequenz-Demodulatoren

Um eine Frequenz-Änderung zu demodulieren, benötigt man zunächst Schaltungen, die eine Frequenz-Änderung in eine Amplituden-Änderung umwandeln.[17] Die Amplituden-Änderung kann dann mit Hilfe von Dioden "detektiert" werden.

Die linearste Kennlinie hat der "L-Diskriminator". Aber seine Kennlinie hat auch die geringste Steilheit, was zu einer sehr kleinen Amplitude des demodulierten Signals führt.

Die Flanke eines Schwingkreises ist da wesentlich steiler. Ein solcher  Flanken-Diskriminator  hat jedoch keine lineare Kennlinie, weil die Flanke eines Schwingkreises gekrümmt ist.

Abhilfe schafft dann die Verwendung von 2 (leicht) gegen einander verstimmten Schwingkreisen, die dann als Gegentakt-Flanken-Demodulator [2] oder als Rieger-Kreis [2] oder (noch besser) als Ratio-Detektor [23] geschaltet werden.

Locked-in-Demodulatoren (Synchrone Demodulatoren)

"Locked-in" bedeutet, daß ein (lokaler) Oszillator sich auf die (momentane) Frequenz eines empfangenen (Frequenz-modulierten) HF Signals synchronisiert. Der Oszillator erzeugt dann exakt die gleiche Frequenz-Modulation wie das empfangene FM-Signal.

Frühe Beispiele der synchronen FM-Demodulation

UKW-Audion

Diese Art der FM-Demodulatoren wird auch als "Mitnahme-Demodulatoren"  bezeichnet, weil die empfangene FM Schwingung die Frequenz des Oszillators "mit nimmt". Bekannt ist dieser Effekt vom Audion.[4]

Wie in Abb. 83. zu sehen ist, kann ein (schwingendes) Audion eine FM demodulieren. Da aber der "Mitnahme-Bereich" nur wenige % der Träger-Frequenz beträgt, funktioniert diese Art der FM-Demodulation nur direkt auf den UKW-Frequenzen und nicht auf einer ZF-Frequenz.

In der Zeit kurz nach WW2 gab es wieder Bastelvorschriften für UKW-Audions.[22] Die Rückkopplung wird über die Höhe der Anodenspannung geregelt.

Als Röhren wurden vorgeschlagen:

REN904, A4110, RL12T1, RL12T2, LD1, LD2, RV12P2000 (als Triode), ECF1 (Triodensystem).

In 10km Entfernung von einem 10kW UKW Sender sollen damit "gute Ergebnisse" erzielt worden sein.

 

Mitgezogener Oszillator

Die Trennung der Funktionen "Mitnahme-Oszillator" und "Demodulator"  wurde mit der Schaltung Fig. 13.13. erreicht.[18] Man sieht hier eine linearere Diskriminator-Kennlinie. Allerdings hängt der nutzbare Bereich stark von der Amplitude des Eingangs-Signals ab. Diese Schaltung ist also unempfindlich. Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß Amplituden-Störungen des Empfangs-Signals voll in das demodulierte Signal einfließen. Die Wirkungsweise der Schaltung läßt sich mit Hilfe eines Zeigerdiagramms erklären.[19]

 

Der Mitnahme-Oszillator auf der ZF-Frequenz (Beers)

Beers [14] hat 1944 eine Schaltung für einen Mitnahme-Oszillator im ZF-Bereich entwickelt. Allerdings war die Frequenz dieses Oszillators auf 1/5 der ZF-Frequenz festgelegt. (Es ist zu vermuten, daß ein Oszillator direkt auf der ZF-Frequenz im Empfänger zu starke Störungen erzeugt hätte, wodurch der ZF-Verstärker dann als Ganzes geschwungen hätte, also instabil geworden wäre.) Das Blockschaltbild zeigt Fig. 7.30.[16]

Ein mitgezogener Oszillator auf 1/5 der ZF-Frequenz hat auch nur noch 1/5 des Frequenz-Hubes des ursprünglichen FM-Signals. Der mitgezogene Oszillator arbeitet de facto als Frequenz-Teiler für die FM.

  • Während also beim Mischen (Frequenz-umsetzen) vom UKW-Signal zum ZF-Signal der Frequenz-Hub erhalten bleibt, reduziert sich dieser bei einer Frequenz-Teilung entsprechend zum Teilungs-Faktor.

Schreibt man ein FM-Signal in komplexer Darstellung, sieht man den Teiler-Effekt unmittelbar.

u_{FM} \sim e^{j\Omega_c t} \cdot e^{j\beta \sin(\omega_N t)} \to e^{j\frac{\Omega_c}{K}t}\cdot e^{j\frac{\beta}{K} \sin(\omega_nt)}

Sowohl die Trägerfrequenz Ωc als auch der Frequenzhub  β werden durch den gleichen Faktor K geteilt. Das Nachrichten-Signal, hier als sin(ωn t) angenommen, bleibt dagegen unverändert.

Die Schaltung des Beers'schen Demodulators findet man auch in [3], zusammen mit den damit erreichten Selektions-Kurven.

Die Schaltung arbeitet auf der TV-ZF Frequenz 4,3 MHz und der Oszillator hat die Frequenz 4,3/5 MHz = 860 kHz. Als Diskriminator wird ein Gegentakt-Flanken-Demodulator verwendet.

Ein wesentlicher Vorteil des "Locked-in" Oszillators besteht darin, daß seine Ausgangs-Spannung eine konstante Amplitude aufweist, unabhängig vom Frequenzhub. In der Schaltung wird dies dadurch erreicht, daß der Schwingkreis an Gitter 2 & 4 der Heptode durch einen Widerstand (hier 10 kΩ) bedämpft ist.

Die frühen FM-Empfänger  (USA ca. 1944) hatten eine ZF-Frequenz von 9,1MHz. In [16] ist ein "Locked-in" Diskriminator hierfür abgegeben.

Der 5. Teil von 9,1 MHz ist 1,82 MHz. Die Schaltung arbeitet als Frequenz-Teiler besser, wenn der Gitter-Kreis L2,C2 auf die Doppelte (3,64 MHz) der geteilten Frequenz (1,82 MHz) abgestimmt ist.

Als Diskriminator wird hier ein Riegger-Kreis mit der 6H6 angewendet.

Hier findet man auch eine Angabe zur verwendeten Röhre: 6SA7.

Anwendungen des Beers'schen Demodulators

Der FM-Demodulator nach Beers hat bei den "Syntektor-Empfängern" von Körting eine Anwendung gefunden. Beispielhaft sei der "Royal Syntektor 55W" benannt.

Die Besonderheiten der Schaltung dieses Empfängers, dessen Schaltung von der damals schon weitestgehend standardisierten Schaltung stark abweicht, wird von Herrn Freudenberg in 2 Teilen (Teil1: AM; Teil 2: FM) ausführlich beschrieben.

Eine Analyse des dabei verwendeten Diskriminators ist im Post "Royal Syntektor: FM-Demodulation" zu finden.

Auch in einem späteren Gerät mit Transistoren, das von Körting entwickelt wurde, aber von Siemens vermarktet wurde, dem "Klangmeister RS17" [20] oder dem "Klangmeister RS172" wird ein Demodulator gemäß Beers verwendet.

Der mitgezogene Oszillator ist mit BF194 (T378) bestückt. Der Diskriminator  mit T379 (BF194) und den Dioden D1 (AA116) & D2 (AA116) [in einer gestrichelt gezeichneten Abschirmbox] entspricht exakt dem Diskriminator des "Royal Syntektor 55W", bei dem eine EABC80 verwendet wird.

Der Bradley Demodulator

Der Bradley-Demodulator ist eine verbesserte Schaltung des urspünglichen "Mitnahme-Oszillators" und kommt ohne zusätzlichen Diskriminator aus, weil auch bei ihm die Änderung des Anodenstroms zur Demodulation ausgewertet wird. In der zeitgenössischen Literatur [6] wird er der Beers'schen Schaltung vorgezogen, weil seine Schaltung einfacher ist. Dort wird auch gesagt, daß damals kein Gerät mit Beers'scher Schaltung auf dem Markt war.

Die Verwandtschaft zum Audion ist aus Bild 99. a) gut zu erkennen. Ganz ähnlich sind auch die Abhängigkeit der Funktion von der Größe der Spannung der FM-Schwingung, wie aus Bild 99 b) zu ersehen ist.[2]

Da der Bradley-Demodulator keinen zusätzlichen Diskriminator benötigt, wie der Beers-Demodulator, wurde er wegen seiner einfacheren (und billigeren) Schaltung bevorzugt. Speziell Philco hat den Bradley-Demodulator bei seinen TV Geräten, aber auch für FM Radios eingesetzt. Auch wurde mit der FM1000 eine spezielle Heptode entwickelt, die eine größere Steilheit als die 6SA7 hat. 

Fig. 7-39. zeigt die FM Demodulatorschaltung des Philco 46-1213 Empfängers.[6] Fig. 13-5 zeigt die "Philco Standard Schaltung" zusammen mit Hinweisen für den Abgleich.[11]

Der Quadratur-Kreis ist durch einen Widerstand bedämpft (R3 = 6,8 kΩ in Fig. 7-39.; R in Bild 99 a). Dadurch wird erreicht, daß die Amplitude der Oszillator-Schwingung im Bereich des Frequenz-Hubes der FM (weitestgehend) konstant bleibt. Das ist wichtig für die Wirkung der Amplituden-Begrenzung der Schaltung.

Ähnlich wie bei der EQ80 besteht der Anodenstrom bei der FM1000 aus Impulsen, deren Breite durch die Phasenverschiebung zwischen den Spannungen an den Gittern 1) und 3) bestimmt wird.[16]

In Fig. 7.34 wird erkennbar, daß die Demodulator-Kennlinie an ihren Aussteuerungs-Grenzen zum "Ausfransen" neigt, also keine "saubere" S-Form hat (wie z.B. beim Ratio). Bei diesen Frequenz-Ablagen ist der "Mitnahme-Oszillator" an seine Grenze zum "Ausrasten" gekommen. Und, wie aus Abb. 99 b) zu sehen war, ist diese Grenze (logischer Weise) von der Größe der an g3 anliegenden FM-Spannung abhängig.

Philco hat für die TV Empfänger-Chassis 9L41 und 9L60 ebenfalls für den Ton-Diskriminator den Bradley-Demodulator verwendet. Hier allerdings mit der neueren Heptode 6CS6 = EH90.

Betrachtet man diese Schaltbilder Chassis 9L41 (links) und Chassis 9L60 (rechts), so fällt auf, daß das "Innenleben" der 6CS6 unterschiedlich dargestellt ist. Eine genauere Überprüfung zeigt schließlich, daß bei beiden Schaltbildern das "Innenleben" der 6SC6 falsch ist, jedoch (wenigstens) die Pin-Bezeichnungen stimmen.

 

Super-Regenerativ-Demodulatoren

Da anfänglich die UKW-Empfänger häufig als Pendler realisiert waren, findet man im RM.org mehrere Threads über "Super-Regenerativ-Empfänger" - oder "Pendler" wo auch auf Geräte eingegangen wird, die mit Hilfe von Pendlern die FM demodulieren. Beispiel 1, Beispiel 2, Beispiel 3, Beispiel 4. Example 5, Example 6, Example 7, Example 8. Die Literaturstelle [21] kann als pdf herunter geladen werden.

Weitere Ausführungen zu diesem Thema erübrigen sich in diesem Thread.

 

PLL-Demodulatoren

Bei (fast) allen bislang besprochenen Konzepten zur FM-Demodulation spielen die physikalischen Eigenschaften von Röhren oder Transistoren - in Verbindung mit deren unmittlbarer Beschaltung - eine entscheidende Rolle. Meist können deshalb die Eigenschaften "Phasen-Vergleich", "Oszillator Nachführung", "Demodulator-Steilheit" nicht einzeln beeinflußt werden, und man ist daher auf Kompromisse angewiesen.

Dem gegenüber bietet der Phasen-Regelkreis (PLL phase locked loop) die Möglichkeit diese Einflußgrößen einzeln zu optimieren. Andererseits bedeutet das auch einen höheren theoretischen Aufwand bei der Dimensionierung der PLL-Regelschleife bezüglich deren Stabilität.

Demodulation auf der ZF-Ebene

Die PLL Regelschleife befindet sich in dem gestrichelten Rechteck (phase-locked loop) links.[9]

Die Funktionsweise ist prinzipiell folgende:

Die FM Schwingung am Eingang (input phase) wird in einem Phasen-Detektor (phase detector) mit der vom VCO (voltage controlled oscillator) erzeugten FM-Schwingung (return phase modulation) verglichen.

Da beide FM-Schwingungen die gleiche Frequenz haben, wird also direkt in das Basisband herunter gemischt.

Das Ausgangssignal Φo(t) des Phasen-Detektors wird in einem Schleifen-Filter (loop filter) H2(s) von seinen HF-Anteilen befreit. H2(s) ist ein Tiefpaß-Filter (Schaltung darüber gezeichnet) und beeinflußt die Stabiltät der PLL Regelschleife. Das gefilterte Ausgangssignal wird verstärkt (DC loop amplifier) und erscheint als Spannung e1. Die Spannung e1 ist das Steuersignal des VCO (voltage controlled oscillator). Da aber der VCO genau die gleiche FM erzeugt wie die FM am Eingang, entspricht folglich die Steuerspannung e1 der (gewünschten) demodulierten FM. Da aber die PLL ein Phasendemoduator ist, muß nun für das NF-Signal (im Prinzip) noch ein Integrator folgen. (Siehe ganz oben im Thread). Da jedoch die für den UKW Rundfunk verwendete Modulation keine reine FM ist, sondern mittels Pre-Emphase die Höhen angehoben werden, folgt hier ein Filter R(s), für das unten in Fig. 6-23 zwei Realisierungsmöglichkeiten angegeben sind.

Hier noch ein Vergleich zwischen einem konventionellen Diskriminator und einem PLL-Diskriminator. [24]

 

FM Radios mit PLL Demodulator

Bekannt sind FM Tuner von Grundig, die FM-Demodulation mit Hilfe einer PLL realisiert haben.

Es sind dies ST6500, T7500, T9000. Es sind drei Spitzen-Tuner mit einem Klirrfaktor < 0,1%! Alle drei Geräte wurden im Labor von Hans Knoll entwickelt.

 

Im Grundig ST6500 wird der Begrenzer-Verstärker und der Phasen-Vergleicher mit Hilfe des IC TDA1576 realisiert. Der VCO besteht aus einem BF240 und einem 10,7 MHz ZF Einzelkreis (Markierung N). Der Oszillator ist in einer Colpitts Schaltung ausgeführt. Die Nachstimmspannung für den VCO  steuert dessen Frequenz über die beiden Kapazitäts-Dioden D19 & D21 (SV50).

 

Weitere Phasen-Regelkreise (PLL) findet man in diesem Gerät bei der Frequenz-Synthese für den Oszillator und beim Stereo-Dekoder.

 

Die Tuner ST6500, T7500 & T9000 waren damit damals "an der Spitze der Technik" angekommen.

 

Frequenz-Gegenkopplung

In anderen PLL FM-Demodulatoren wird die Schleife nicht im Basisband betrieben, sondern auf einer Zwischenfrequenz. Damit wird ein ZF-Verstärker und  ein Begrenzer-Verstärker (limiter) in die PLL-Schleife einbezogen. (Die Stabilisierung einer solchen Regelschleife ist schwieriger.)

 

Fig. 4-1. ist das prinzipielle Blockschaltbild eines PLL FM-Demodulators für eine FM Schwingung, bei dem die Zwischenfrequenz in die Regelschleife einbezogen ist, womit eine Frequenz-Gegenkopplung erreicht wird.[9]

 

 

 

Im Blockschaltbild aus [5] (Bild 15-3.) ist die Bezeichnung "Modulator" etwas irreführend, denn tatsächlich handelt es sich hierbei um das "Schleifen-Filter" für die PLL, wie aus Fig. 4-1. zu erkennen ist. Die Bezeichnung "VFO" entspricht dem VCO der PLL.

 

 

 

Der Vorteil der Frequenz-Gegenkopplung besteht darin, daß durch die Gegenkopplung der Hub der FM entsprechend reduziert wird. Dadurch kann die Bandbreite der ZF-Filter reduziert werden, was eine Verminderung des Rauschens bewirkt. Hierdurch wird es dann möglich, empfindlichere Empfänger zu bauen, die gegenüber einem FM-Empfänger mit "normaler" (ZF-) Bandbreite eine verminderte FM-Schwelle aufweisen.[9]

 

 

FM Radios mit Frequenz-Gegenkopplung

Als "Radio" mit einer Frequenz-Gegenkopplung ist eine Realisierung ICS (In-Channel-Select) bekannt geworden. Temic hat dafür sogar ein spezielles ZF-IC entwickelt (U4292B). 

Das In-Channel-Selekt-Verfahren ermöglicht eine Reduktion der Störungen durch Nachbarkanäle und eine Reduktion der FM-Schwelle.

An diesen Problemstellungen (Störverminderung und größere Empfindlichkeit) wurde in den 80er und 90er Jahren aber an verschiedenen Stellen gearbeitet. Schließlich hat sich gezeigt - nicht zuletzt in der Weltraumfahrt - daß digitale Übertragungsverfahren in diesen Punkten bessere Ergebnisse liefern können. Dem ICS Verfahren - und damit Frequenz-Gegenkopplungs Empfänger als Radios - war daher kein (wirtschaftlicher) Erfolg beschieden; die Entwicklung kam zu spät.

 

 

Literatur, in der FM Demodulator-Schaltungen behandelt werden:

[1]:  Güttinger, P.: Frequenzmodulation, Leemann, 1947

[2]:  Woschni, E. G.: Frequenzmodulation, Theorie und Technik, 2.A., VEB Technik, 1962

[3]:  Tibbs, C. E.; Johnstone, G. G.: Frequency Modulation Engineering, 2nd ed., Chapman & Hall, 1956

[4]:  Raschkowitsch, A.: Phasenwinkelmodulation, Fachbuchverlag, 1952

[5]:  Panter, P. F.: Modulation, Noise, and Spectral Analysis, McGraw-Hill, 1965

[6]:  Rider, J. F.; Ulsan, S. D.: FM Transmission and Reception, 2nd ed., Rider, 1951

[7]:  Springstein, K. A.: Einführung in die Kurzwellen- und Ultrakurzwellen Empfänger-Praxis, Fachbuchverlag, 1953

[8]:  Siforow, W. I.: Funkempfangsgeräte, VEB Technik, 1957

[9]:  Klapper, J.; Frankle, J. T.: Phase-Locked and Frequency-Feedback Systems, Academic Press, 1972

[10]: Seely, S.: Radio Electronics, McGraw-Hill, 1956

[11]: Ghirardi, A. A.; Johnson, J. R.: Receiver Trouble Shooting and Repair, Rinehart, 1955

[12]: Ghirardi, A. A.; Johnson, J. R.: Receiver Circuitry and Operation, Rinehart, 1955

[13]: Arguimbau, L. B.; Adler, R. B.: Vacuum-Tube Circuits and Transistors, Wiley, 1956

[14]: Beers, G. L.: A Frequency-Dividing  Locked-In Oscillator Frequency-Modulation Receiver, Proc. I.R.E., Dec. 1944

[15]: Anderson, J. B.; Aulin, T.; Sundberg, C. E.: Digital Phase Modulation, Plenum Press, 1986

[16]: Kiver, M. S.: F-M Simplified, Van Nostrand, 1947

[17]: Bergmann, K.: Lehrbuch der Fernmeldetechnik, Bd. 1., 5.A., Schiele, 1986

[18]: Edson, W. A.: Vacuum-Tube Oscillators, Wiley, 1953

[19]. Meinke, H.; Gundlach, F. W.: Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, 1.A., Springer, 1956

[20]: Siemens "Werkstatt Praxis" 38/39, pp.19 - 23

[21]: Die Telefunken-Röhre im UKW-Empfänger (Teil 1), Franzis, 1952

[22]: "Ein UKW-Zusatzgerät für 12,- DM", Radio Illustrierte Höhren und Sehen, 24/1950

[23]: Seely, S. W.; Avins, J.: The Ratio Detector, RCA, 1947

[24]: Gardner, F. M.: Phaselock Techniques, Wiley, 1966

[25]: Rudolph, D.: Frequenz- und Phasenmodulation, Vorlesungs Skript, 2005

[26]: Jager, J.: Daten und Schaltungen von Fernseh-Empfängerröhren, Philips Techische Bücherei, 1953

 

This article was edited 09.Nov.16 18:06 by Dietmar Rudolph .

Dietmar Rudolph
Dietmar Rudolph
Editor
D  Articles: 1868
Schem.: 711
Pict.: 424
02.Dec.16 14:37

Count of Thanks: 10
Reply  |  You aren't logged in. (Guest)   2

FM-Demodulatoren mit Leitungen

Diese FM-Demodulatoren benötigen einen vorausgehenden Amplituden-Begrenzer, da sie selbst keine derartige Begrenzer-Funktion haben. Amplitudenschwankungen kommen aufgrund von Mehrwege-Ausbreitung und Störsignalen zustande.

FM-AM-Wandlung durch die Leitungs-Impedanzen

Die Eingangs-Impedanzen der Leitungen (der Länge l) sind, Abb. 39.14 (π → l = λ/2) [1],[7]

  • Z1 = -jZ0 cot Θ ; (kapazitiv) für die offene Leitung
  • Z2 = jZ0 tan Θ  ; (induktiv) für die kurz geschlossene Leitung

mit Θ = 2πl/λ, Winkel Θ im Bogenmaß; l Leitungslänge, λ Wellenlänge der ZF-Frequenz.

Die mit einem (idealen) linearen Detektor daraus erhaltenen Spannungen sind

  • V1 = |i(t)| R cos Θ
  • V2 = |i(t)| R sin Θ

mit Z0 = R und |i(t)| als Amplitude (des Stromes) des Eingangssignals.

Für das Differenz-Signal V = V1 -V2 folgt für die Länge l = λ/8 nach Zwischenrechnug

V = √2 |i(t)| R sin Kπ4{ω/ω0 -1)

mit ω0 Zwischen-Frequenz (als Kreis-Frequenz) und ω die "momentane" Frequenz infolge der FM Modulation (ebenfalls auf die Zwischenfrequenz bezogen).

 

Da aber bei FM der Frequenz-Hub klein ist gegenüber der Zwischen-Frequenz, kann der Sinus (sin) mit sehr geringen Fehler durch sein Argument ersetzt werden, so daß dadurch ein linearer Zusammenhang zwischen der "Momentan-Frequenz" und der demodulierten Spannung entsteht.

  • FM-Demodulatoren mit Leitungen sind extrem breitbandig. Man erhält dadurch eine hervorragende Linearität für die Umwandlungs-Kennlinie, allerdings auch ein relativ kleines Ausgangssignal.

Die hierfür notwendigen Leitungen müsssen (elektrisch) λ/8 lang sein, was bei einer ZF-Frequenz von 10,7 MHz eine (elektrische) Länge von ca. 3,75 m ergibt.

Die grundsätzliche Schaltung eines solchen Leitungs-Diskriminators zeigt Fig. 13-3. [1]

Der Leitungs-Demodulator benötigt somit 2 Leitungen mit einer Länge von je λ/8. 

Um eine solche (elektrische) Länge in einem kurzen Stück Leitung unterbringen zu können, ist es notwendig, den Innenleiter eines Koaxial-Kabels in Form einer (feinen) Wendel auszuführen. Koax-Kabel dieser Bauart werden auch als "Verzögerungs-Leitungen" verwendet.

Ein Leitungs-Demodulator ist praktisch realisiert im ReVoX A76 Tuner. (Platine C) Man sieht rechts und links auf der Demodulator-Platine die mit Al-Klötzchen gehaltenen Verzögerungs-Leitungen.

Im Teilausschnitt des Bestückungsplans ist der Leitungsdemodulator auf der linken Seite zu sehen. (Das Gerät ist wie ein kommerzieller Empfänger mit einzelnen Platinen aufgebaut.)

Die Verzögerungs-Leitung DL 301 ist offen, während DL 302 (über C 308) kurz geschlossen ist. (DL: delay line)

Die Transistoren Q 302 & Q 303 speisen ihren Collector-Strom in die (Verzögerungs-) Leitungen DL 301 & DL 302 ein, deren Ausgangs-Signale mit den Dioden D 301 & D302 gleichgerichtet werden. Die Konfiguration entspricht also Fig. 13.3 a). An Punkt (7) steht das demodulierte FM-Signal zur Verfügung, allerdings mit sehr kleinem Pegel, weshalb es anschließend gleich noch verstärkt werden muß.

Leitung zur Verzögerung

Spätere Tuner von ReVoX, wie z.B. der B760, nutzen zwar ebenfalls eine Leitung im FM-Demodulator, allerdings hier "nur" zur präzisen Verzögerung des FM-Signals. Diese Verzögerungsleitung besteht aus einem (dünnen) Koaxialkabel, das zu einem Ring aufgewickelt ist und mit einer "Blechdose" geschirmt wird. (Ähnlich wie entsprechende Verzögerungsleitungen bei Oszilloskopen.)

Das Prinzip der FM-Demodulation wird anhand des folgenden Blockschaltbildes Fig. 4.13 erläutert.[2]

 

Das FM-Signal wird zuerst in einem Amplituden-Begrenzer von allen störenden Amplituden-Schwankungen befreit und dann in einem Bandpaß-Filter (wieder) zu einer FM-Schwingung verrundet.

Da die FM-Schwingung aus Teilen mit größerer bzw. kleinerer Steigung besteht, wie bei v3(t) zu sehen ist, ergibt eine Differentiation der FM-Schwingung nun eine dem Modulations-Signal proportionale Amplituden-Modulation v4(t), woraus mit Hilfe eines Hüllkurven-Demodulators das Nachrichten-Signal v0(t) zurück gewonnen werden kann.

In der Praxis (aber auch bei digitaler Demodulation) wird die Differentiation näherungsweise mit Hilfe einer Differenz-Bildung erzeugt, wobei diese Näherung um so besser ist, je kleiner die zeitliche Differenz Δt gewählt werden kann.

Dieses Demodulations-Prinzip wird beim ReVoX B760 (und den nachfolgenden Modellen) angewendet.

Der Differenz-Verstärker IC2 (CA3053) ist der letzte in einer Kette, die den Amplituden-Begrenzer bilden und speist mit seinem Ausgangssignal sowohl die Verzögerungs-Leitung (delay line) als auch den "Signal-Eingang" (1) des Doppel-Balance-Modulators/Demodulators MC1496.  Der "Träger-Eingang" (8) erhält das verzögerte Signal.

Da der MC1496 (im übersteuerten Betrieb) hier wie ein EXOR wirkt, besteht das Ausgangssignal aus Nadel-Impulsen der Breite Δt bei jedem (positiven) Nulldurchgang der FM-Schwingung. Somit ist aus einer "Ziehharmonika" der FM-Schwingung eine entsprechend angeordnete Folge von Nadelimpulsen geworden. Wird hiervon der Mittelwert gebildet, erhält man das demodulierte FM-Signal.

Digitale FM-Demodulatoren

In der digitalen Übertragungstechnik wird eine Frequenz-Modulation meist als "Continuous Phase Modulation" (CPM) bezeichnet.
[Im Übrigen herrscht bei der Namensgebung zwischen den "analogen" Bezeichnungen und den entsprechenden "digitalen" Bezeichnungen für physikalisch gleiche Modulationen eine "Sprachverwirrung", weil bei der Namensgebung der Modulationen für die Digitale Übertragung keine Rücksicht auf schon bestehende Bezeichnungen genommen wurde.]

Da die digitale Signalverarbeitung im "Basis-Band"  (also nicht in modulierter Form) erfolgt, hat es sich so etabliert, daß fast alles im Basis-Band erfolgt und (im Sender) nur "ganz zum Schluß" eine Modulation im eigentlichen Sinne bzw. eine Frequenz-Umsetzung erfolgt. Entsprechend erfolgt beim Empfänger "ganz am Anfang" die Demodulation im eigentlichen Sinne bzw. eine Frequenz-Umsetzung in das Basis-Band und der ganze Rest der Signalverarbeitung dann digital im Basis-Band erfolgt.
[Das "Basis-Band" schließt die Frequenz ω = 0 ein, während die obere Frequenzgrenze - in Abhängigkeit von der digitalen Hardware - recht hoch sein kann.]

Die I / Q Struktur für Modulator und Demodulator

In der digitalen Signalverarbeitung werden alle Moduatoren und Demodulatoren grundsätzlich mit Hilfe einer I/Q-Struktur realisiert, Fig 2.7.[4] {Das gilt nicht nur für lineare Modulationen, sondern auch für exponentielle Modulationen, wie die FM bzw. PM (analoge Bezeichnung) oder die CPM (digitale Bezeichnung)}.

In Fig. 2.7 wird eine FM dadurch erzeugt, daß vom Nachrichten-Signal Φ(t) der Cos[Φ(t)] bzw. der Sin[Φ(t)] gebildet wird und diese dann mit einem Cosinus-Träger bzw. einem Sinus-Träger multipliziert werden (I/Q-Modulation). Die Summe beider gibt dann die FM.

Die I/Q-Struktur wird (im Falle der FM) verständlich, wenn die FM-Schwingung durch ihr "Pendelzeiger-Diagramm" dargestellt wird, wie es in der Technik üblich ist.[5]

Die Projektion (der Bewegung) des Pendelzeiger-Diagramms auf die reelle Achse ergibt den Zeitverlauf I(t), hier mit A"(t) bezeichnet. Die Projektion des Pendelzeiger-Diagramms auf die dazu orthogonale imaginäre Achse ergibt den Zeitverlauf Q(t), hier A'(t) benannt.

Wie man sieht, kann also eine FM-Schwingung mit Hilfe von zwei Amplituden-modulierten Schwingungen (genauer: Doppel-Seitenband-Schwingungen mit untertrücktem Träger, DSB) erzeugt werden, indem I(t) mit einem Cosinus-Träger und Q(t) mit einem Sinus-Träger multipliziert werden.

Entsprechend erfolgt dann die I/Q-Demodulation im Empfänger, die streng genommen nur eine Verschiebung in das Basisband (Frequenz-Umsetzung) darstellt. Die eigentliche FM-Demodulation erfolgt dann im Basisband.

Bei der FM steckt die Nachricht (oder Information) in der Änderung der "Momentanfrequenz" ϖ. Diese ergibt sich aus der Ableitung (Differentiation) des momentanen Phasenwinkels φ(t). (Das ist der gleiche Zusammenhang, der auch zwischen der FM und der PM besteht, siehe die Blockschaltbilder zu Anfang des Posts #1.) Mit Hilfe der I/Q Zerlegung folgt dann:

\overline{\omega} = \frac{d\varphi}{dt} = \frac{I(t)\times Q'(t)- Q(t)\times I'(t)}{I^2(t)+Q^2(t)}

Diese Herleitung stammt bereits von Küpfmüller [6], also lange bevor es die digitale Signalverarbeitung gegeben hat. Ersetzt man nun für eine digitale Struktur die Ableitungen in der Formel (näherungsweise) durch eine Differenz-Bildung (wie oben bei der Delay-Line gezeigt), erhält man damit eine Block-Struktur, wie sie mit Hilfe digitaler Signalverarbeitung (und Programmierung) realisiert werden kann, Bild. 7.4.6 [3].

In Bild 7.4.6 sieht man links bis zu den Tiefpässsen (TP) genau das Gleiche, aber anders dargestellt, wie in Fig. 2.7 rechts bis zu den Tiefpässen (LPF, low pass filter). Der ganze "Rest" der FM-Demodulation, einschließlich der Amplituden-Begrenzung (AM-Unterdrückung) erfolgt mathematisch als Software. Die Blöcke "z-1" sind hierbei Verzögerungs-Glieder, entsprechend zu einer "Delay Line". Da man den Arcussinus (arcsin) berechnen kann, ist man hier auf keine (weitere) Näherung durch Linearisierung angewiesen.

Da im Digitalen die Struktur der Empfänger prinzipiell stets gleich ist, gibt es hierfür bereits fertige ICs, wie z.B. diese von Texas Instruments. (In dieser Abbildung Fig. 59 ist der HF-Eingang auf der rechten Seite.)

Wie aus den Blockschaltbildern zu sehen ist, besteht die digitale Demodulation (in der Praxis) aus zwei wesentlichen Teilen:

  1. Mathematische Formulierung des Problems und
  2. Programmierung des mathematischen Zusammenhangs in einer Programmiersprache.

Z.Z. mag die digitale Lösung eines "analogen" Problems noch nicht allgemein geläufig sein, aber deren Bedeutung wird ständig wachsen.

 

Lit:

[1]: Panter, P.F.: Modulation, Noise, and Spectral Analysis, McGraw-Hill, 1965
[2]: Hambley, A.R.: An Introduction to Communication Systems, Computer Science Press, 1990
[3]: Kammeyer, K.-D.: Nachrichten-Übertragung, 2.A., Teubner, 1996
[4]: Anderson, J.B.; Aulin, T.; Sundbrg, C.E.: Digital Phase Modulation, Plenum Press, 1986
[5]: Zinke, O., Brunswig, H.: Lehrbuch der Hochfrequenztechnik, 1.A., Springer, 1965
[6]: Küpfmüller, K.: Die Systemtheorie der elektrischen Nachrichtentechnik, Hirzel, 1949; Reprint 1968
[7]: Küpfmüller, K.: Einführung in die theoretische Elektrotechnik, 10. A., Springer, 1973

 

This article was edited 03.Dec.16 21:53 by Dietmar Rudolph .

Jochen Bauer
Jochen Bauer
Editor
D  Articles: 110
Schem.: 0
Pict.: 0
01.Jan.17 17:09

Count of Thanks: 10
Reply  |  You aren't logged in. (Guest)   3

 

Optische FM Demodulation mit Diamanten

 

Ein Forscherteam an der Harvard John A. Paulson School of Engineering and Applied Sciences hat 2016 ein sehr interessantes Experiment zur optischen FM Demodulation mit Hilfe von Diamanten mit "Nitrogen-vacancy center" Defekten vorgestellt [2].
 
Ein "Nitrogen-vacancy center" ist ein Defekt, also eine Abweichung vom eigentlichen Kristallaufbau des Diamanten, in der Form, dass ein Kohlenstoffatom durch ein Stickstoffatom (Stickstoff = engl. nitrogen) ausgetauscht wird und das nächste benachbarte Kohlenstoffatom entfernt wird. Daher der Ausdruck vacancy (engl. Leerstelle, Leerstand). Eine vereinfachte Abbildung dieser Struktur findet sich z.B. in [1]. Natürlich gibt es keine "atomare Pinzette" mit der das bewerkstelligt wird, sondern die Herstellung von Diamanten mit derartigen Gitterdefekten ist wiederum ein recht komplizierter Prozess [1].

Das Besondere an diesen Nitrogen-vacancy centers ist ihr Photolumineszenz-Verhalten: Strahlt man den Kristall (und damit die Defektstellen) mit grünem Licht mit einer Wellenlänge in der Gegend von 550nm an, so emittieren die Defektstellen daraufhin rotes Licht mit einer Wellenlänge in der Gegend von 690nm. Man hat also gewissermaßen einen Umsetzer von Licht einer Wellenlänge auf Licht einer anderen Wellenlänge. Das gleiche Prinzip, aber mit einem anderen physikalischen Mechanismus, wird verwendet um in Leuchtstoffröhren UV-Licht in sichtbares Licht umzuwandeln.

Dieses Photolumineszenz-Verhalten, genauer gesagt die Intensität des emittierten roten Lichtes bei gleichbleibender Intensität des einfallenden grünen Lichtes, kann nun durch äußere Einflüsse auf den Diamantkristall verändert werden. Derartige äußere Einflüsse sind z.B.

  • Mechanische Krafteinwirkung
  • Statische Magnetfelder
  • Statische elektrische Felder
  • Mikrowelleneinstrahlung

In dem zitierten Experiment wurden statische Magnetfelder und Mikrowellen zur Beeinflussung der Photolumineszenz verwendet. Dabei wird ausgenutzt, dass die Photolumineszenz bei der Bestrahlung des Diamanten mit Mikrowellen mit einer Frequenz von ca. 2.8GHz deutlich absinkt. Trägt man die Intensität des emittierten roten Lichtes über der Frequenz der einfallenden Mikrowellen auf, so ergibt sich eine Kurve mit einem deutlichen "Dip" bei dieser Frequenz. Dies ist schematisch in der folgenden Skizze gezeigt:

Legt man nun ein frequenzmoduliertes Mikrowellensignal im 2.8GHz Bereich so an, dass die Trägerfrequenz auf einer der beiden Flanken dieses Dips zu liegen kommt, so findet eine Flankendemodulation, wie sie auch schon in der Anfangszeit des UKW Rundfunks verwendet wurde, statt und die Frequenzmodulation des Signals wird in eine Intensitätsmodulation des emittierten roten Lichtes umgewandelt. Die Intensität des roten Lichtes ändert sich also direkt mit dem aufmodulierten Tonsignal und braucht nur noch über eine Photodiode aufgenommen, verstärkt und über einen Lautsprecher wiedergegeben zu werden!

Dieser alles entscheidende Dip in der Frequenzkurve hat seine Ursache in der Tatsache, dass diese Frequenz f gemäß der Planck–Einstein Beziehung E=hf (h ist die Plancksche Konstante) genau der Energiedifferenz E zwischen zwei der diskreten quantenmechanischen Energieniveaus des Nitrogen-vacancy centers entspricht (es gibt noch eine ganze Reihe weiterer Energieniveaus). Diese beiden Energieniveaus unterscheiden sich in der Elektronenspinkonfiguration des Nitrogen-vacancy centers, daher kann die Energiedifferenz zwischen diesen beiden Niveaus durch ein externes statisches Magnetfeld verändert werden.

Dies ist auch der Schlüssel um diesen Demodulator, der zunächst ja nur diese eine Frequenz verarbeiten kann in gewissen Grenzen abstimmbar zu machen. Durch eine Änderung der Energiedifferenz E zwischen diesen beiden Niveaus durch ein externes statisches Magnetfeld kann nach der Planck–Einstein Beziehung die Frequenz f des "Dips" verschoben werden. Experimentell ist dabei wohl das Durchstimmen über einen Bereich von 300MHz um die 2.8GHz "Basisfrequenz" geglückt [2].

In einem von diesem Forscherteam veröffentlichten Video [3] ist der experimentelle Aufbau in Aktion zu sehen. Man kann deutlich das verwendete grüne Laserlicht erkennen (Wellenlänge 532nm, Leistung 20mW). Das frequenzmodulierte Mikrowellensignal wird direkt über eine Microstrip Leitung auf dem Deckglas an den Diamant angelegt [2]. Ebenfalls deutlich ist das vom Diamanten emittierte rote
Licht zu sehen.

 

[1] en.wikipedia.org/wiki/Nitrogen-vacancy_center

[2] Diamond Radio Receiver: Nitrogen-Vacancy Centers as Fluorescent Transducers of Microwave   Signals ; Linbo Shao, Mian Zhang, Matthew Markham, Andrew M. Edmonds, and Marko Lončar ;
Phys. Rev. Applied 6, 064008 – Published 15 December 2016

[3] youtube.com/watch?v=aytf0Jk8YJ4

 

This article was edited 01.Jan.17 17:19 by Jochen Bauer .

  
rmXorg