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Die RCA 888 und ihre Schwester, die 887

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Achim Dassow
 
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26.Dec.17 17:31

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Liebe RM Mitglieder und -Besucher

Im Zusammenhang mit dem Beitrag über Radartechnik vom letzten Jahr Frühe deutsche und amerikanische Radar Sendetechnologie hier ein Ausschnitt aus der Entwicklungsgeschichte der amerikanischen Leistungs-Höchstfrequenzröhren, zu denen u.a. auch die RCA888 und ihre Schwester, RCA887 gehören. Erkennbar ist der Aufwand der zum Erreichen höchstmöglicher Ausgangsleistungen getrieben wurde, bevor man mit der Entwicklung leistungsfähiger Impulssenderöhren wie z.B. dem Magnetron (1941) endlich erfolgreich war .

1937 erschien eine neue wassergekühlte Leistungstriode bei RCA [11], die die gestiegenen Forderungen hinsichtlich hoher Ausgangsleistung bei höheren Frequenzen, v.a. im Dezimeterwellenbereich erfüllen sollte. Hierzu veröffentlichte RCA einen entsprechenden Beitrag in den “Proceedings of the I.R.E“ im April 1938 durch Winfield G. Wagener, Mitarbeiter der RCA Forschungs- und Entwicklungsabteilung [1].
Dies ist eine Übersetzung bei gleichzeitiger Zusammenfassung, da der Original Artikel 14 Seiten in Anspruch nimmt.

Der Originaltitel:
THE DEVELOPMENTAL PROBLEMS AND OPERATING CHARACTERISTICS OF TWO NEW ULTRA-HIGHFREQUENCY TRIODES

Zu jener Zeit beschrieb man den angepeilten Frequenzbereich noch als “Ultra-High-Frequency“ (UHF), beginnend oberhalb 30MHz, welcher heute eher als VHF Frequenzbereich bekannt ist.
Es wurde als besonders schwierig angesehen, mit Trioden in diesem Frequenzbereich (100-200MHz) hohe Ausgangsleistungen zu erzielen.

Als Gründe hierfür wurden sich teilweise widersprechende Forderungen genannt:

a) die Fähigkeit, hohe Leistungen abführen zu können (grosse Kühlflächen),
b) grosse Elektrodenabstände für den Betrieb mit hohen Spannungen,
c) grosse Stromtragfähigkeit der Elektrodenanschlüsse
c) kleine Bauform, wesentlich kleiner als eine Wellenlänge (bzw. λ/2 oder λ/4),
d) geringstmögliche Elektrodenabstände (für kleine Elektronenlaufzeit)
e) geringstmögliche verteilte Kapazitäten bzw. Induktivitäten

Der Grad zu dem die o.g. Forderungen erfüllt werden konnten, hing vom Verwendungszweck ab, für den die individuelle Röhre entwickelt wurde. Dabei wurde der Schwerpunkt bisher entweder hin zur Verwendung mit höheren Frequenzen oder zur Verwendung mit höheren Ausgangsleistungen gelegt. Verbesserungen in der Fertigungstechnik ermöglichten jetzt Entwicklungen, die sowohl eine höhere Leistung als auch gleichzeitig eine höhere Betriebsfrequenz erlaubten.
Nach diesen Gesichtspunkten wurden die RCA888, die 887 und auch die RCA833 entwickelt (siehe dieser Artikel in den Proc. IRE, April 1938).

Den bis zum Zeitpunkt der Publikation erreichten Fortschritt bei kommerziellen Röhren zeigt Fig. 1.

Die obersten drei Kurven A,B,C stehen für wassergekühlte, negativ gittergessteuerte Designs.
Die gestrichelten Linien dazu zeigen die praktischen Grenzen solcher Röhren.
Die Kurven D,E,F,G, und H sind für luftgekühlte Röhren mit negativer Gittersteuerung.
Die zweite gestrichelte Linie zeigt die Limits solcher Röhren.
Die Oszillator Output Kurven der RCA-887 and RCA-833 sind als Kurven C und D in Fig. 1 eingetragen.

Die unterste Kurve H zeigt der Vollständigkeit halber die Performance von Empfängerröhren, sofern diese als Leistungsröhren für höhere Frequenzen eingestuft werden konnten.

Die Kurven zeigen nur den Power-Output im Betrieb als Oszillatorröhre und geben keinen Aufschluss über Wirkungsgrad oder Kosten pro Watt Ausgangsleistung, vor allem zeigen sie kein konstruktives Limit für den Betrieb als Leistungsverstärker.

Um das Bild zu vervollständigen ist noch die Kurve L hinzugefügt, die die besten Ergebnisse von Versuchen mit Röhren, die für Barkhausen-Kurz Oszillatoren entwickelt wurden, aufzeigt.
Die gestrichelte Linie die mit Röhre L beginnt, zeigt das aktuelle Limit von der durch C.E. Fay und A.L. Samuel entwickelten Barkhausen-Kurz Röhre.
Die besten experimentellen Magnetron-Röhren sind in ihrem Trend in der durch Kreuze unterbrochenen Linie I gezeigt. Diese Röhren sind beschrieben durch [2,3,4]
Die Barkhausen-Kurz Schwingungen sowie die Magnetron Schwingungen sind für ihre Frequenz-Instabilität bekannt. Sogar konventionelle Röhren arbeiten für Kommumikationszwecke unzufriedenstellend, wenn sie selbstschwingend betrieben werden (anm.: Stand 1938).

Für alle Arten Radio-Kommunikation ist es erforderlich, die Leistung oder die Signal-Konstanz verändern zu können, was jedoch zu unerwünschten Reaktionen des Leistungs-Generators führen würde. Deswegen werden generell Leistungsverstärker für diese Zwecke eingesetzt, umso mehr, je höher die benötigte Frequenz ist.
Im Zusammenhang mit dem Ansatz, Leistungen zu verstärken und die Frequenzkontrolle den Stufen geringerer Leistung vorzubehalten, bemühte man sich darum die Leistungsstufen auf geringstmögliche verteilte Kapazitäten hin zu optimieren, was wiederum bedeutete, die physikalischen Abmessungen so klein wie nur möglich zu bekommen. Ein Weg dorthin war neben der Verwendung der Spule-Kondensator-Anordnung die Einführung von (besonders verlustarmen bzw. stromtragfähigen) zylindrischen Resonanzkörpern (Fig. 2), deren Länge durch die Wellenlänge bestimmt wurde (λ/2 bzw. λ/4, je nachdem, ob einseitig oder beidseitig offener Körper), womit die Entwicklung nach kürzeren Wellenlängen hin noch vorangetrieben wurde.
Für das Röhrendesign bedeutete dies, dass Zuführungsleitungen und Stützkonstruktion sowie die Abstände derselben der Grösse der Röhrenelektroden angepasste werden sollten. Idealerweise sollte damit die ganze Röhrenkonstruktion ein Teil des Resonanzkörpers werden können (anm.: was später auch mit der Konstruktion der sog. Lighthouse Tubes bzw. der Metall-Keramik Trioden fortgesetzt wurde). Die an sich einfache Lösung des Problems wurde dadurch erschwert, dass Eingangs- bzw. Ausgangskreise oftmals durch Neutralisation oder wegen durch hohe Spannungen bedingte erhöhte Abstände verkompliziert wurden (anm.: Einsatz in grossen Flughöhen bzw. bei geringem Luftdruck und erhöhter Luftfeuchtigkeit erhöhen sogar noch solche Anforderungen). Die Erfordernisse liessen sich so zusammenfassen:

  • exzellente Isolation,
  • geringste Stromverluste,
  • sehr gute Kühlung,
  • hohe Temperaturfestigkeit- bzw. Stabilität,
  • Widerstandsfähigkeit der Kathode gegen Ionen- und Elektronen-Bombardement bei hohen      Frequenzen,
  • Geringstmöglicher Gitter-Kathodenabstand,
  • Unterdrückung der Bildung von Primär- bzw. Sekundärelektronen am Gitter,
  • präzise Einhaltung aller Elektrodenabstände.

Zusätzlich ermöglicht werden sollte:

Geringstmögliche Elektronenlaufzeit von der Kathode durch das Gitter bis zur Anode,
weil die an sich geringe Laufzeit von 2-09sec (2 nanosekunden) von der Kathode bis zur Anode bereits ein Fünftel der Zeitperiode einer 3-meter Schwingung ausmacht [5,6,7].
Unglücklicherweise beschäftigen sich die meisten der genannten Arbeiten mit den Problemen von Klasse-A Verstärkern, nicht mit denen der Klasse C, daher nachfolgend die Abbildung Fig. 3, die die dynamischen Vorgänge in einem Klasse-C Oszillator zeigen soll.
Während die Gitterspannung ansteigt, verlassen die Elektronen die Kathode proportional der Gitterspannung in bekannter Weise. So verlässt ein Paket Elektronen wie gezeigt die Kathode in Phase mit der Gitterspannung. Danach müssen die Elektronen unter Kontrolle der Gitterspannung von der Kathode an bis zu einer endlichen Geschwindigkeit beschleunigt werden, bis sie das Gitter passieren und in das Anodenfeld eintreten. Danach nimmt die Beschleunigung weiter bis hin zur Anode zu. Wegen der für die Beschleunigung benötigte Zeit erreichen die Elektronen jetzt die Anode deutlich später innerhalb eines Zyklus der Hochfrequenzschwingungen.

Unter der Annahme, dass es in einem konventionellen Oszillator nicht möglich ist, die Phase der Anodenspannung gegen diejenige der Gitterspannung zu verschieben, da beide Spannungen demselben Resonanzkreis entstammen, können nunmehr die Elektronen nicht zu der Zeit die Anode erreichen, wenn deren Spannung auf niedrige Werte absinkt. Stattdessen treffen die Elektronen wie in Fig 3 gezeigt, später auf die Anode wenn diese hohe Spannungswerte erreicht hat. Da die Arbeit, die die Elektronen an der Anode verrichten, von der Spannung der Anode zum Auftreffzeitpunkt abhängt, kommt es jetzt bei hoher Anodenspannung zu hohen Verlusten.
Dies kann in Leistungsverstärkern vermieden werden, da dort die Anodenspannung in ihrer Phase so verschoben werden kann, dass die Elektronen mit geringerer Geschwindigkeit auf die Anode treffen und so die Anodenverluste annähernd das Niveau einer Niederfrequenz Leistungsstufe erreichen. Dadurch kann ein grösserer Stromflusswinkel innerhalb einer Schwingung erreicht werden.
Der Abfall der Anodenkreis-Effizienz von Oszillatoren mit zunehmender Elektronenlaufzeit (Transit-Zeit) folgt einer generalisierten Kurve wie in Abbildung 4 gezeigt.
Die Indizierung der Transit-Zeit als Flusswinkel Θ einer Hf-Schwingung ist gewählt, weil der Zusammenhang so frequenzunabhängig gezeigt werden kann.
Fig. 4 zeigt, dass die Ausgangsleistung eines Oszillators auf 0 fällt, wenn Θ = 60° oder 1/6 der Hf-Schwingungsdauer wird. Mr. Haeff von der RCA Forschungs- und Entwicklungsabteilung war einer der ersten, die auf diesen Vorteil von Verstärkern gegenüber Oszillatoren hingewiesen hat und der die ungefähre Form der Kurve für Leistungsverstärker angab. Die bessere Effizienz und höhere Ausgangsleistung von Hf-Verstärkern gibt Anlass zu der Hoffnung einen Durchbruch der in Fig. 1 gezeigten Oszillator-Limite zu erreichen, welche aktuell die Leistungsgrenze im Ultrakurzwellenbereich markieren.
Ein weiterer Grund für geringe Ausgangsleistung von Senderöhren ist die Erzeugung von Streuelektronen an der Anode, die die Glasswände bombardieren und dabei Sekundärelektronen herausschlagen können, was zu Verzerrungen des Elektronenstroms an der Anode führen kann.
Fig. 5 zeigt den Einfluss auf die Impulsform des Anodenstroms im Vergleich zu einer Anode ohne Streuelektronen. Da die DC-Komponente (= Fläche unter der markierten Linie) in beiden Fällen die gleiche ist, ergibt sich aufgrund des Elektronen-“Schwanzes“ der Streuelektronen ein geringerer Maximalstrom an der Anode, was deren Effizienz herabsetzt. Der Wirkungsgrad kann so auf 75% reduziert werden, was zu Überhitzung und zu unerwünschtem Materialbombardement führt, welche wiederum die Lebensdauer der Röhre herabsetzen.
Die o.g. Punkte wurden bei der Entwicklung der RCA888 berücksichtigt und führten zu einer für die erforderliche Leistungsfähigkeit geringstmöglichen Baugrösse. Die Elektrodenabstände wurden für den Einbau als integraler Bestandteil von Resonanzkörpern optimiert[9,10]. In Fig. 6 ist die Röhre komplett mit dem wasserführenden Mantel gezeigt.
Der Querschnitt (links oben) durch die Röhre zeigt den inneren Aufbau.
Die vorläufigen Grenzdaten der Röhre:Eine Schwester der 888, die 887 wurde ebenfalls entwickelt, sie hat den Verstärkungsfaktor 10.
(anm.: Anhand der Original-Beschreibung scheint die 887 kein Vorläufer sondern eine Schwester der 888 zu sein).
Die Grösse und Anordnung der Teile der Röhre erlauben eine Konstruktion der Schaltung bis herunter zu 1.25m Wellenlänge. Die totale Länge der Gitterstruktur bis zu einem äusseren Anschlusspunkt beträgt 10cm. Die volle Länge von der Spitze der Kathode bis zu den Aussenanschlüssen ist ebenfalls 10cm. In beiden Fällen stellen die Anschlüsse gleichzeitig eine Fortsetzung der Elektroden dar. Um die Induktivität der Anschlüsse wegen ihrer Nähe zur Aussenschaltung gering zu halten, wurde der Durchmesser des umschliessenden Glaszylinders klein gehalten. Die Anode kann direkt ohne Berücksichtigung von Leitungslängen angeschlossen werden,   da diese Teil des Aussenkörpers der Röhre ist. Der wasserführende Mantel ist fest mit der Anode verlötet und integraler Bestandteil der Röhre.
Die Kupferanode kann wegen der Wasserkühlung trotz ihrer geringen Länge von 2.54cm und des geringen Durchmessers von weniger als 2.54cm problemlos eine Leistung von 1 Kilowatt abführen.
Die Kathode ist aus reinem Wolfram, das Gitter ist aus Tantal gefertigt. Es gibt keine internen Distanzhalter, Kathode und Gitter sind selbsttragend. Die Glasteile sind die einzigen isolierenden Elemente. Um die Bildung hoher Spannungsgradienten zu vermeiden sind innere und äussere Abschirmungen empfohlen. Um die Induktivität der Anschlüsse gering zu halten und um das führen hoher Ströme zu ermöglichen, wurden grosse Anschlussdurchmesser gewählt.
Die Anforderungen an geringe Elektronenlaufzeit wurden durch geringe Abstände von 0.06“ zwischen Kathode und Gitter bzw. von 0.09“ zwischen Gitter und Anode erfüllt.
Es können keine Elektronen von der Heizung direkt zur Anode entweichen, dies wird durch niederpotentiale Abschlüse von Gitter und Heizung verhindert. Ausserdem führen die Anodenverängerungen evtl. entwichene Elektronen zurück (siehe Querschnittszeichnung).

In Fig. 7 sind Grenzdaten und Performance der Röhre als Funktion der Frequenz gezeigt.
Diese Kurven entsprechen auch denen der Fig. 4.

Die Leistungsverstärker-Kurve wurde nur bis zu einer Wellenlänge von 1.5m getestet, da das äussere Schaltungsdesign in diesem Bereich zum begrenzenden Faktor wurde, mit der Zeit und bei höherem Bedarf sollte es möglich sein, die der Röhre eigenen Fähigkeiten auch bis Wellenlängen unter 1m und darunter aufzuzeigen.

 

 

 

 


Fig. 8 zeigt einen Testaufbau mit zwei 888's (erkennbar an den Kühlmittel-Rohranschlüssen), die Röhre wurde also tatsächlich gefertigt (anm.: obwohl ich sie in Prospekten oder Katalogen bisher nicht finden konnte).

Soweit der Beitrag in den “Proceedings of the I.R.E“, der zeigt, dass man von den später in der Radartechnik erreichten Leistung noch relativ weit entfernt war. Berücksichtigt muss dabei allerdings werden, dass man möglicherweise noch von einem Dauerstrichbetrieb der Radaranlagen ausging wie es zu beiden Seiten des Atlantiks zunächst üblich war, wobei man gleichzeitig auch noch räumlich voneinander getrennte Sende- und Empfangsantennen verwendete.
Die RCA-888 und die 887 sind möglicherweise speziell für solche frühen Radaranlagen verwendet worden, in kommerziellen Katalogen oder Tabellen habe ich bislang keine Hinweise auf diese Röhre gefunden, auch nicht in den Transmitting-Tubes 1938 (TT3). Genauso wenig in GE-Unterlagen. Vielleicht kann einer der RM-Mitglieder bzw. Leser hier ja Aufklärung leisten, ich würde mich hierüber freuen.

Mit freundlichen Grüssen
Achim

Literaturhinweise:
[1] C. E. Fay and A. L. Samuel, "Vacuum tubes for generating frequencies above one hundred megacycles," Proc. I.R.E.. vol. 23, pp. 199-212; March, (1935).
[2] O. Pfetscher and W. Puhlmann, "V-ber Habann-Generatoren Grosser leistung für Ultrakurzwellen," Hochfrequenztech. und Electroakustik, vol. 47, pp. 105-115; April, (1936).
[3] G. R. Kilgore, "Magnetron oscillators for the generation of frequencies between 300 and 600 megacycles," Proc.I.R.E., vol. 24, pp. 1140-1157; August, (1936).
[4] E. G. Linder, "Description and characteristics of the end-plate magnetron," Proc.I.R.E., vol. 24. pp. 633-653; April, (1936).
[5] W. R. Ferris, "Input resistance of vacuum tubes as ultra-high frequency amplifiers," Proc. I.R.E., vol. 24, pp. 82-107; January, (1936).
[6] D. O. North, "Analysis of the effects of space charge on grid impedance," Proc. I.R.E., vol. 24, pp. 108-136; January, (1936).
[7] F. B. Llewellyn, "Notes on vacuum tube electronics at ultra-high frequencies," Proc. I.R.E., vol. 23, p. 112; February, (1935).
[8] H. C. Thompson, U. S. Patent No. 2,035,003. M. Benjamin, C. W. Cosgrove, and G. W. Warren, "Modern receiving valves: Design and manufacture," Jour. I.E.E., vol. 80, pp. 401-439; April, (1937).
[9] I. E. Mouromtseff and H. V. Noble, "A new type of ultra-short-wave oscillator" Proc. I.R.E., vol. 20, pp. 1328-1344; August, (1932).
[10] John Liston, "Developments in the electrical industry during 1933," General Electric Rev.; vol. 37, p. 37.
[11] RCA-Review Vol II., No. 2, Oct. 1937 siehe auch untenstehendes Inhaltsverzeichnis:

 

  
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