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Oszillatoren: "Springen" und "Reißen" der Frequenz

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Papers » Basic principles of radio technique » Oszillatoren: "Springen" und "Reißen" der Frequenz
           
Dietmar Rudolph
Dietmar Rudolph
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03.Mar.16 19:55
 
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Reißen und Springen bei frühen Röhren-Sendern

Zu Beginn der analogen Signalübertragung mit Hilfe von Röhrensenderen (noch vor Einführung des allgemeinen Rundfunks) benutzte man (häufig) einstufige Sender, die eigentlich nur ein selbsterregter Oszillator waren, der auf die Antenne gekoppelt war. In "Zenneck, J.; Rukop, H.: Drahtlose Telegraphie, 5.A., Enke, 1925" gibt es dazu mehrere Beispiele.  

Die Fig. 620 zeigt allerdings bereits einen zweistufigen Sender mit einer Oszillator-Röhre I und einer Leistungs-Röhre II. Bei diesem Sender gibt es zwei gekoppelte (abstimmbare) Schwingkreise L1 C1 und LG2 CG2. (Der Antennen-Kreis ist ebenfalls abgestimmt.)

Das Problem stellen die beiden gekoppelten Schwingkreise dar in Verbindung mit der Schwinglinie der Oszillator-Röhre I. Es ergeben sich ganz ähnliche Verhältnisse wie beim Schwingungs-Einsatz für ein Audion. Dort ist auch die Schwinglinie beschrieben.

In der Praxis ergaben sich für diese frühen Sender Schwinglinien folgender Typen.

Gewünscht war die mit A bezeichnete Form der Schwinglinie. Aufgrund der Röhreneigenschaften einerseits und der Kopplung der beiden Schwingkreise andererseits ergaben sich in der Praxis die anderen dargestellten Fälle, bei denen es beim Durchfahren der Schwinglinie zu Sprung-Effekten kam. Dies hatte zur Folge, daß es in Abhängigkeit von der Gitterspannung der Röhre und der Stromstärke im Schwingkreis zu stabilen (gewünscht), labilen und instabilen Betriebszuständen kam. Rukop hat diese in einem "Reiß-Diagramm" dargestellt.

Die Figuren 623 bis 626 zeigen einige typische Reißdiagramme. In allen diesen Figuren sind die Ordinaten die Kreisstromstärken, die Abszissen die Gittergleichspannungen, unter denen man sich auch veränderliche Gleichspannungen, nämlich die Sprechspannungen, vorzustellen hat. Die senkrecht schraffierten Teile bedeuten die gut folgenden (stabilen) Gebiete, die wagrecht schraffierten die des zwar Bestehenkönnens, aber Nichteinsetzens (Fehlstelle i), die schräge schraffierten die des Pendelns (Fehlstelle k), die weißen Stellen zeigen die Gebiete an, in denen Schwingungen überhaupt nicht bestehen können, wo sie also springen oder reißen (Fehlstellen a, b, c, d, e, f, g, h) oder die sie überhaupt nicht erreichen können. Die Fehlstellengebiete sind von verschieden gezeichneten Linien begrenzt. Die punktierten Linien, z. B.  die Linien II und  Σ in Fig. 623 bedeuten Springstellen, und die gestrichelten Ф und Θ in Fig. 623 Reißstellen, und zwar die stärker gezeichneten stets die Anfänge, die schwächer gezeichneten die Endpunkte der betreffenden Vorgänge. An den stärkeren Linien ändern sich also die Amplituden diskontinuierlich (d. b. nur die Gleichgewichtszustände ändern  sich diskontinuierlich), und auf den schwächeren Linien liegen die neuen Gleichgewichtsamplituden, nachdem die Fehlstellen übersprungen sind. Die strichpunktierten Linien (sh. Fig. 624) sind die Grenzen der Pendelgebiete. In jeder Figur sind eine Anzahl Kurven mit bestimmten Parametern zu sehen, die sich auf eine der variablen Größen beziehen und die die eigentlichen „Telephonlinien“ sind, d. h. die Linien, auf denen sich der Arbeitszustand der Röhre bei der Telephonie bewegt.

Fig. 623 ist ein Beispiel eines sogenannten „Grunddiagrammes“. Hier sind die Rückkopplung und die Gitterspannung unabhängig variabel gedacht. Linien konstanter Gitterspannung, aber variabler Rückkopplung sind s0, s1 s2, . . . (sh.C4), Linien konstanter Rückkopplung, aber variabler Gitterspannung k0, k1, k2 ... ... (sh. 227 C 3 a). Man sieht, daß sich sowohl durch eine Gitterspannungsänderungsmethode eine fehlstellenfreie Telephonie erreichen ließe, wenn man nämlich eine Telephonielinie etwa wie k5 auswählte als auch durch eine Rückkopplungsänderungsmethode, wenn man eine Telephonielinie wie s0 benutzte.

 

Fig. 624 zeigt ein Beispiel eines "Gitterwiderstandsdiagrammes". Hier sei die Gitterspannung nicht durch eine EMK eingebracht sondern sie entstehe an einem variablen Gitterwiderstand (227 C 3 b). Die Kurven k1, k2, k3 zeigen den Stromverlauf bei variablem Gitterwiderstand und je  einer  unveränderten Rückkopplung (Parameter) an. Bei gewissen Werten des Parameters (der Rückkopplung) sind die k-Linien zu Telephonielinien geeignet (k0, k1, k2).

 

In Fig, 625, die ein „Anodengpannungsdiagramm“ darstellt, sei, neben der Gitterspannung  (Abszisse) nur die Anodenspannung (Parameter)  unabhängig variabel (217 C5a). Die Linien konstanter Gitterspannung (a0, a1, a2) erscheinen teils geneigt (a2), teils ungeneigt (a0, a1), auch Linien mit sowohl variabler  Anodenspannung als variabler Gitterspannung (g0, g1,g2) erfüllen die Bedingungen (g1, g2).

 

 

Diese drei Reißdiagramme, Fig. 623 bis 625 sind, wie gesagt, nur Beispiele. Jede Röhrentype hat nämlich in jeder Schaltung, ihr besonderes Reißdiagramm, das nicht etwa durch Zufälligkeiten, Schwankungen der Entladung oder ähnliches veranlaßt ist, sondern lediglich durch die Charakteristikenform und die dadurch für die verschiedenen Amplituden bedingte Energielieferung. Daher sind auch bei Röhren der gleichen Type die Reißdiagramme gleich bzw. sehr ähnlich, vorausgesetzt, daß die Röhrendaten miteinander gut übereinstimmen. Für verschiedenartige Konstruktionen oder Typen gibt es aber erhebliche Unterschiede in den Reißdiagrammen. Mit Hilfe der eben beschriebenen empirischen Bestimmung ist es allerdings möglich, die Eigenschaften der Senderöhren beim Bau bzw. der Entwicklung durch Konstruktionsänderung so zu modifizieren, daß die Fehlstellen aus den Gebiete der bequem liegenden Telephonielinien möglichst verdrängt werden. Hierzu ist es vor allem notwendig, daß der Ruhestrom der Röhre im Gitterspannungsnullpunkte bei voller Anodengleichspannung nicht unter einer bestimmten Größe liegt, etwa IR > 0,10 Js, wie bereits in 221 E gesagt ist. Allerdings muß man auch bei einer günstig dimensionierten Senderöhre auf die richtige Lage der Telephonielinien achten, d h. man muß die Schaltungseinzelheiten so wählen, wie es sich aus den Reißdiagrammen ergibt.

In "Möller, H.G.: Die Elektronenröhren und ihre technischen Anwendungen, Vieweg, 1929" werden die Rukop'schen Reiß-Diagramme im Zusammenhang mit den Schwingkennlinien erklärt.

b) Die Rukopschen Reißdiagramme.

In seinen Reißdiagrammen Abb. 81 trägt Rukop als Abszisse die Gittervorspannung, als Ordinate diejenige Anodenstromamplitude auf, bis zu der der Sender beim Festigen der Rückkopplung springt (dicke Kurve), oder von der an er beim Lockern abreißt (dünne Kurve). Gebiete, in denen der Sender folgt, sind waagerecht schraffiert (stabile Gebiete). Gebiete, die nur durch Lockern der Rückkopplung zu erreichen sind, sind senkrecht schraffiert (halbstabile Gebiete).

.

 

Diese Reißdiagramme können wir nun mit Hilfe unserer Schwinglinien punktweise konstruieren. Die Konstruktionsfiguren sind in Abb. 82, 1- 9 qualitativ gezeichnet. Sie lassen sich natürlich auch quantitativ zeichnen, wenn man die Kennlinien der Röhre experimentell quantitativ aufgenommen und die Schwinglinien quantitativ gezeichnet hat. In den Konstruktionsfiguren (Abb. 82) sind die Schwinglinien Je, die Gitterschwinglinien Jg, und die Anodenschwinglinien Ja, und die Rückkopplungsgeraden für die Stellungen, in denen der Sender springt oder reißt, eingezeichnet. Alle Einzelheiten lese man aus den Abbildungen ab.

 

 

 

 

Ebenfalls behandelt wird das Phänomen des Reißens in sämtlichen Auflagen (1.A. bis 5.A.) von "Vilbig, F.: Lehrbuch der Hochfrequenztechnik, VAG". Hier allerdings ohne Quellenangabe für Abb. 390.

(Das von Vilbig gezeigte Reißdiagramm Abb. 390 findet sich im Original bei "Barkhausen, H.: Elektronen-Röhren, Bd. 2, Röhrensender, 3.A., Hirzel, 1928" als Bild 66. In späteren Auflagen des Barkhausen ist das dann im 3. Band (Rückkopplung) der Reihe zu Elektronen-Röhren zu finden, so in der 8. A. von 1960 als Bild 21. Leider hat der Admin für den Literaturfinder die Ansicht, daß er die Bände nicht nach deren Inhalt, sondern nach der Nummer auf dem Buchdeckel sortieren muß. Daher kann es etwas Arbeit machen, den richtigen Band dort zu finden. Wenn Barkhausen geahnt hätte, welche Probleme im Literaturfinder des RM.org entstehen, hätte er seinen ursprünglichen 1. Band nicht in die Bände 1. & 2. aufgespalten (sondern in 1a & 1b), wodurch der urprünglich 2. Band zu Band 3 wurde und entsprechend der ursprüngliche Band 3 zu Band 4 - ohne daß sich dadurch an der Themenstelllung des Inhalts etwas geändert hat.

Bei klaren und didaktisch guten Darstellungen der Funktionsweise von Röhren und deren Schaltungen in der Literatur der '30er und '40er Jahre darf mit großer Wahrscheinlichkeit Barkhausen als Quelle zu vermutet werden.)

Einige der (nicht ganz einfachen) Zusammenhänge sind im Vilbig (dank Barkhausen) deutlicher dargestellt.

 

 

 

In dieser Abbildung 390 ist veranschaulicht,

wie  die Ströme von Anode Ia & Ig und Gitter von der Gitterspannung abhängen (b).

Hat man dann z.B. für zwei Arbeitspunkte I & II die Schwinglinien (experimentell) ermittelt (c) & (d), so kann man daraus das Reiß-Diagramm (punktweise) konstruieren.

Die Konstruktion eines kompletten Reiß-Diagramms ist folglich eine recht mühsame Angelegenheit.

 

 

 

 

 

 

 

 

Bei einer niederohmigen Dimensionierung sind die instabilen Bereiche stärker ausgeprägt.

 

Diese Tatsache macht sich bei den Empfängern dann wieder bemerkbar, wenn von Röhrenschaltungen zu Transistorschaltungen gewechselt wird, weil Transistorschaltungen i.a. niederohmiger sind als Röhrenschaltungen.

 

 

Ganz augenscheinlich hatte bereits auch der erste Rundfunk-Sender, der von F. Weichhart (in kurzer Zeit) konstruiert wurde, mit dem Umspringen der Frequenz (bzw. Wellenlänge λm) zu kämpfen, wie aus der Unterschrift zu Abb. 393 hervorzugehen scheint.

In dieser Abb. ist das Springen der Wellenlänge λm als strichpunktierte Linie eingetragen. Bei "fester Kopplung" (c) tritt eine Hysterese auf. Das heißt, der Sprung der Wellenlänge (bzw. der Frequenz) erfolgt bei Änderung der Abstimmung in der einen Richtung an einer anderen Stelle als bei Abstimmung in die Gegenrichtung.

 

Reißen und Springen bei Oszillatoren im Empfänger

Die Probleme der Oszillatoren aus der Anfangszeit der Sender-Technik wiederholen sich in ähnlicher Art in der Empfänger-Technik. Hier betrifft es die Oszillatoren für die Mischer. In "Edson, W.E.: Vacuum-Tube Oscillators, Wiley, 1953" sind diese Zusammenhänge beschrieben. Aber auch bei Radios in Halbleitertechnik kommen sie vor, dort teilweise noch verschärft, weil die Impedanzen sehr unterschiedlich sind.

Edson betrachtet zunächst ein Beispiel mit einem Transitron-Oszillator mit zwei nicht gekoppelten Paralle-Schwingkreisen in Serie, die ähnliche Eigenschaften haben.

Die zu der Gesamt-Impedanz gehörige Admittanz (Leitwert) ist im nächsten Bild gezeigt.

Wenn der Oszillator "aus dem Rauschen heraus" startet, ist die Schwingungs-Amplitude zunächst klein, so daß sich zunächst eine Summenschwingung gemäß der Eigenschwingungen der beiden Kreise ergibt. Das ändert sich aber, sobald die Schwingungsamplitude so groß wird, daß die Nichtlinearitäten der Röhre dominieren. Die Admittanz-Kurven verschieben sich dann (Pfeil nach links in Fig. 18.4a). Mathematisch ist die Behandlung ziemlich schwierig. Van der Pol hat gezeigt, daß für den Fall, daß die Admitanz der Röhre durch einen linearen und einen kubischen Term beschrieben werden kann, eine der beiden Resonanzfrequenzen unterdrückt wird. 

  • Unfreiwillig kommt eine Konfiguration wie in Fig. 18.3a dadurch zustande, daß außer einem gewünschten Schwingkreis Z1 (auf Langwelle) z.B. durch ungeschickte Verdrahtung ein zusätzlicher "Schwingkreis" Z2 (auf Kurzwelle oder UKW) entsteht.  Ein solcher Oszillator kann dann in Folge eines Spannungs-Stoßes plötzlich in seiner Frequenz "umspringen".

Ein Fall wie bei den frühen Sendern ergibt sich, wenn dem Schwingkreis des Oszillators ein weiterer Kreis (auf nominell der gleichen Resonanzfrequenz) angekoppelt ist.

Durch Abstimmung des Kondensators C1 ändert sich der (primäre) Leitwert, was sich in Fig. 18.5 (c) als parallele Verschiebung der Kurven B äußert. Für die Frequenz des Oszillators bedeutet dies, daß diese zwischen ω1 oder ω2 springt, sobald entweder ein Maximum oder ein Minimum der Kurven B die Nullinie überschreitet. Die Amplitude A der Schwingung ändert sich dabei entsprechend zu Fig. 18.5 (d).
(Als Bandfilter betrachtet entspräche dies einer Zweihöckrigkeit.)

.

 

 

Eine Hysterese ergibt sich auch, wenn der sekundäre Kreis  mit C2 abgestimmt wird. Die mathematische Beschreibung davon ist noch komplizierter. Das Springen der Frequenz erfolgt in umgekehrter Richtung wie bei einer Änderung des Kondensators im primären Kreis

 

 

 

Ein Springen wie in Fig. 18.5 (d) [Resonanzkurve B4] wird bei Möller mit "Ziehen" bezeichnet. Er liefert dazu folgende Erklärung.

Zieherscheinungen.

Wenn man einen Röhrengenerator oder Lichtbogengenerator mit einem Sekundärkreis koppelt, so erhält man nur bei sehr loser Kopplung eine „normale Resonanzkurve“.

Bei immer fester werdender Kopplung erhält man die Kurven der Abb. 96 B2 bis B5. Die Verstimmung ist jetzt v genannt. v ist die Differenz der Frequenz des Generators bei abgekoppeltem Sekundärkreise \omega_0 und der Sekundärkreis-Resonanzfrequenz \omega_2. Da die Frequenz des ganzen Systems \omega sich beim Ankoppeln des Sekundärkreises ändert (\omega \neq \omega_0) müssen \delta\omega = \omega - \omega_2 und v = \omega_0 - \omega_2unterschieden werden.

 

 

Alle Zieherscheinungen beruhen auf einer Rückwirkung des Sekundärkreises auf den Generator.

Gleichzeitig mit den Zieherscheinungen beobachtet man eine Veränderung sowohl der Amplitude wie der Frequenz der Schwingung des Systems. Reduziert man den Sekundärstrom auf Primärstrom = 1 (z. B. durch Auftragen von I2/I1statt I2, und hält man durch Nachstimmen des Primärkreises die Frequenz des Systems konstant, so erhält man stets „normale“ Resonanzkurven.

 

 

 

 

Die von Möller und Edson gezeigten Zieherscheinungen werden auch von "Hund, A.: Phenomena in High-Frequency Systems, McGraw-Hill, 1936" behandelt, von wo die folgenden Abbildungen stammen.

Fig. 53 & 54 zeigen Zieh- bzw. Reiß-Effekte, wenn die beiden Schwingkreise stark gekoppelt sind.  Wie zu sehen ist, springt nicht nur die Amplitude (des Stroms), sondern damit auch die Frequenz der Schwingung.

Wie sich eine zunehmend stärkere Kopplung der beiden Schwingkreise auf die Resonanzkurve (des Stroms) auswirkt, ist in Fig. 55 dargestellt. (Fig. 55 ist eine Erweiterung der Abb. 96 von Möller.)

In einem nachfolgenden Post wird aus langjähriger Praxis berichtet, welche Zieherscheinungen bei der Entwicklung von Empfängern mit Transistoren und ICs aufgetreten sind und durch welche Schaltungs-Tricks schließlich ein Ziehen oder Springen der Oszillatoren vermieden werden konnte.

MfG DR

This article was edited 05.Mar.16 14:49 by Dietmar Rudolph .

Hans M. Knoll
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Umspringen von Oszillatoren in der modernen Schaltungstechnik

Gemeint sind hiermit Schaltungen, die vorzugsweise  mit Transistoren oder mit Integrierten  Schaltungen ausgeführt sind. Das wiederum im Frequenzbereich von  150kHz bis 26,5 MHz. Die UKW- und die TV-Technik hat eigene Gesetze, die nur bedingt hiermit verwandt sind.  Der Sammler begegnet diesem Effekt nur dann, wenn die Schaltung nicht mehr den Original entspricht, oder eine aktive Baugruppe bzw. eine Spule/ Filter ausserhalb des Gerätes betrieben oder gemessen wird. Über alle Firmen und Jahre hinweg, haben sich Entwickler mit diesem Problem  beschäftigen müssen, um  Gegenmittel zu finden und haben diese in die Schaltungen eingeführt. Dem Schaltungsunkundigen können diese Aktionen verborgen bleiben, oder er wundert sich über Bauteile deren Funktion er sich nicht erklären kann. Weil mir aus Arbeiten von 1958 bis 1989 eine Fülle von Techniken bekannt sind, möchte ich wenigstens einen Einblick davon geben, was da im Laufe der Jahre an Lösungen gefunden wurde.

Dazu muss ich anmerken, dass alle Beispiele Schaltungen und Bilder von Lösungen zeigen, die allesamt funktionstüchtig sind. Es werden nur die Probleme der Wickeltechnik und Schaltbeispiele gezeigt, die prinzipiell der Ort sind, an dem sich Probleme ergeben haben oder als potenzielle Problemzonen anzusehen sind. 

Bei Schaltungen mit Röhren waren solche Probleme selten und wenn, dann meist bei Trioden, wegen der relativ hohen  Verkopplung  im System der Triode. Vorzugsweise die Kapazität von der Anode zum Gitter.  Bei Typen wie EC92/ECC81 und ECC85 findet man Werte von 1,5 oder 1,6 pF.  Bei Pentoden sind  0,002 bis 0,008 pF die Regel. Erschwerend oder fast der Grund der Probleme, ist die Notwendigkeit den niedrigen Ausgangswiderstand der Trioden von typisch 10kΩ an die Selektionsmittel  anzupassen, oder um Schwingkreise in Oszillatorschaltungen zu optimieren. Dies wird in der Regel mit Ankoppelwicklungen oder Abgriffen an der Kreisspule vorgenommen. Bei Pentoden sind dagegen Ausgangswerte zwischen 0.5 bis 1,0 Megohm und mehr zu erwarten. Um aber 10KΩ auf 1000 KΩ  zu transformieren (1:100), muss ein Kreis bei ca. 1/10 der Gesamtwindungszahl angezapft werden. Muss aus  Potentialgründen eine Koppelspule angewendet werden, müssen deren Windungszahlen, je nachdem wie gut die Verkopplung der Wicklungen ist, diese  mit weit höheren Windungszahlen als 1/10tel ausgelegt werden. Die kommen dann, je nach Frequenz-Bereich und Spulentechnik, der Anzahl von Kreiswindungen bedenklich nahe. 1/10tel bis ½ sind bekannt.

Traten diese Probleme nur bei wenigen Schaltungen mit Röhren auf,  wurden die Entwickler bei Transistorschaltungen immer wieder damit geplagt. Zunächst mit  Typen wie OC44, AF116, BF115, BF255, BF199 usw. Dazu kamen, mit steigender Grenzfrequenz neuer Typen, die zwar im Prinzip erwünscht war, bei Schaltungen um die es hier vorzugsweise geht, wieder  Nachteile hinzu.

Als Einstieg zwei Schaltungen von EXPORT- Modellen mit mehreren KW-Bereichen, bei  denen Frequenzverwerfungen waehrend eines Schwundausgleiches, oder sehr schnellem Durchstimmen der KW-Bereiche, in der Entwicklungsphase vorkam. Diese bewirkten, dass der Oszillator in der Frequenz sonst wohin sprang. Oft musste im Bereich 18 MHz bis 26,5 MHz die Regelung abgeschaltet werden.

Abb.1 (Netz-Radio) und Abb. 2 (Batterie-Radio) sind zwei Beispiele, die Gegenmassnahmen gegen das Springen der Oszillatorfrequenz zeigen.

  • Im Oszillator mit der ECH81 (Schwingkreis an der Anode) sind es die mit "x", "xx" und "xxx" bezeichneten Widerstände in der Leitung zum Steuergitter, wobei hiermit der Oszillator für jeden Wellenbereich individuell stabilisiert wurde.
  • Im Oszillator mit der DK92 (Schwingkreis am Gitter 1) genügt ein Widerstand von 100 Ω (markiert mit "x") in der Leitung zum Gitter 2 und der Abblock-Kondensator C39 von 1,5 nF (markiert mit "xx").

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Bei den allgemein im oberen KW Bereich nicht so hohen Antennenpegeln, konnte die ZF Stufe die Feldstärkeschwankungen ausgleichen. Dem Rausch-Signal-Abstand kam das entgegen. Bei Spitzenmodellen wurde daher die Vorstufe verzögert geregelt, um den Rauschabstand beim Empfang von Stationen mittlerer Feldstärke nicht sofort zu  reduzieren.

Bei Batterie-Modellen kam hinzu, dass im Betrieb oder bei Einschalten mit schwachen Batterien, die Spannungen sich sehr schnell änderten, was die Oszillatoren stark verstimmte bis hin zum Umspringen sonst wohin. Alle diese Mängel, mussten mit Arbeitspunkten der Röhren, der Beschaltung des Oszillatorgitters (Siehe Kurve aus Sturley .) und vor allem mit perfekter Spulenauslegung vermieden werden.

   

Diese Technik mit dem Widerstand (R1) direkt am Gitteranschluss, und einigen anderen Modifikationen, findet man in fast jedem gut dimensioniertem Radio. Zusätzlich sorgt dieser Widerstand in der Gitterleitung auch dafür, daß die Oszillatorspannung über den Frequenzbereich näherungsweise konstant bleibt.  In den GRUNDIG Exportschaltungen der Abb.1 und Abb.2 sind diese Widerstaende den Bereichen zugeordnet und  mit "x", "xx" und "xxx" markiert.

Alle diese Probleme mit den Schaltungen gab es vermehrt bei Transistor-Modellen. Wegen der im A-B Betrieb arbeitenten Endstufen, konnte bei schwachen Batterien mit dem Laustärkesteller die Batteriespannung von 9Volt auf unter  5Volt  gebracht werden.  Die Laborregel sah vor, dass  der Oszillator bis 4,5V schwingt und anschwingt. Ja, aber wohin oder wo?  Das war die Kunst oder das Können der Techniker.  Man glaubt gar nicht, was da so an „Lösungen“  am Markt war. 

Man findet Schaltungen bei denen man auf die „vorherige“ Transistortype zurückgriff,  weil deren Eigenheiten bekannt waren. Der Zenit wurde nach der Einführung der Integrierten  Schaltungen (IC) erreicht. Auch da griff man gerne auf eine zusätzliche externe Transistorstufe zurück, welche statt der Oszillator-Schaltung im IC eingesetzt wurde. Im Fortgang des Artikels werde ich einige Schaltungen vorstellen.

Einen Ratschlag zu geben, wo und wann eine der Lösungen hilfreich sein kann, vermeide ich. Jede Schaltung braucht „seine Lösung“.  Es gibt wenige Universal-Lösungen. Reichte im NF-Teil mit Röhren noch ein kleiner Widerstand vor dem Gitter 1 oder Gitter 2, ist das wie gesagt, bei Halbleitern stets anders gelagert.

Im Titel wird der Oszillator als Thema angeführt. In der Rundfunktechnik (Radios) der Unterhaltungsindustrie, ist mir keine Oszillatorschaltung mit einer Pentode bekannt. Selbstschwingende Mischstufen, dagegen viele.

Eine HF-Misch-  oder ZF-Stufe kann (ungewollt) zwei Frequenzen gleichzeitig verstärken oder weiterleiten. Bei AM/FM- ZF-Stufen ist das (gewollt) immer der Fall. Deshalb wird an kritischen Stellen, wie nach der Mischstufe, wechselweise einer der Kreise kurzgeschlossen. Sind das  weit auseinander liegende Resonanzen  von Kreisen und Koppelspulen oder Anzapfungen, müssen auch dagegen Maßnahmen unternommen werden. Widerstände und oder Dämpfungsperlen (Ferrit)  in Reihe zur Ankopplung oder Kondensatoren parallel zu  Teilwicklungen, sind das Mittel der Wahl. Selbst bei diesem Oldie Audion mit der AF7 im nächsten Beispiel ist die Rückkopplungspule (mit 1,2 kΩ) bedämpft. 

TELEFUNKEN T 724 W

 

Als Ausweg wurden bei Röhren und vermehrt bei Transistoren, kapazitive Teiler zur definierten, pegelreduzierenten Ankopplung, sowie Impedanzanpassung an Schwingkreise realisiert.    Beispiele aus der Praxis: Bild aus PHILIPS Band IV Tabelle S. 57

Hier zwei Schaltungsbeispiele von Grundig-Empfängern, die kapazitive Teiler zeigen.

       

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Wenn Sie die diversen Muster von Spulen sehen, können Sie sich vielleicht vorstellen, welches Können und welcher Fleiß notwendig war, um alle Bedingungen, die in Büchern und Applikationen zu finden sind, in den notwendigerweise verkleinerten Bauformen, überhaupt als Prinzip oder einer Theorie folgend, zu realisieren. Sieht man sich Spulen von Ende der 30er oder 60er Jahre an, und als Vergleich welche aus den 80ern, kann man vieleicht dem eben Gesagtem folgen.   Der Weg von der Theorie zur Praxis war weit und steinig.

Hier Beispiele von Spulentypen:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 KW-Oszillatorspule  für einfache Tischmodelle Europa

 

 

 

 

 

Bei den Transistorschaltungen, ohne die FETs, mussten stets Anpassungen in Form von Koppelwicklungen, Abgriffen an den Spulen oder kapazitive Teiler benutzt werden, wobei letztere am besten funktionierten, aber nicht überall zur Schaltung passten.

 

 

 

Hier eine einfache Schaltung für MW, KW  (GRUNDIG Musicboy E), die schon gute Spulentechnik erforderlich machte. (Man beachte auch hier den "Begrenzungswiderstand" für die Oszillatorspannung.)

Beide Spulen haben Abgriff und Koppelwicklung zur Anpassung an den Transistor.

Sollte der Mischer geregelt werden, mussten ein Mischer und ein Oszillator vorgesehen werden. Zum Problem der schwankenden Batteriespannung kommt die Ankopplung der Mischstufe hinzu, die beim Regelvorgang mit Wirk- und Blind-Lasten  auf den Oszillator zugreift. Nicht jede verstimmungsfreie Ankopplung erfüllte auch die Anforderung um die es hier geht, nämlich das Shiften oder Umspringen der Oszillatorfrequenz zu vermeiden. Jetzt kamen zur schwankenden Batteriespannung die optimierte Anpassung und der richtige und stabile Arbeitspunkt des Transistors hinzu. Ein Fülle von möglichen Einstellungen des Transistors und dessen Ankoppelung an den Schwingkreis erfüllte entweder die eine oder die andere Bedingung. Oft keine davon.  

Eine Schaltung von 1959 geregelter Mischer, keinerlei zusätzliche DC- Stabilisierung.

 

Mit der Erkenntnis, dass, wenn der Basisstrom konstant gehalten wird, nur die Spannung Uce des Transistors an den Einschränkungen der Möglichkeiten beteiligt ist, konnten Verwerfungen durch die weglaufende Batteriespannung gemindert werden. Ab ca. 1960 war das der Stand der Technik. Die Anteile von Grundig waren dabei bedeutend. Bei der Gruppe Weltempfänger war das noch zu wenig. Schon im UKW-Teil findet man eine Schaltung die den Collektorstrom mit einer (aktiven) Konstantstromquelle dem Oszillator einprägt.

 

In diesem einfachen Export-Modell wird an 3 Stellen  bei "x", "xx" und "xxx" die Oszillatoramplitude definiert mit Widerständen kontrolliert bzw. begrenzt um ein Übersteuern der Oszillator-Stufe und der Mischsstufe zu verhindern. Der R1 = 100 Ω bei "x"  verhindert wildes Oszillieren abseits der Soll-Frequenz. Die Widerstände R13 = 330 kΩ bei "xx" und R11 = 33 kΩ bei "xxx" sind dabei raffiniert angeordnet.  Wird der Drehko ein- oder ausgedreht, wirken diese Widerstände so, als läge er an einem variablen Anzapfpunkt. Er wirkt am unteren Bereichsende wenig und oben fast voll mit dem Nennwert. Eine damalige Novität von "Labor V bei Grundig" .

 

Hier wird der Collektorstrom des Oszillator-Transistor eingeprägt,  mit Transistor OC71 als Konstant-Stromquelle.
 

Eine Verbesserung trat erst dann ein, als man einsah, dass Spulen mit vielen Abgriffen und Auskopplungen, besser und sicherer als mit einfachen Zylinder- oder Kreuzwickel-Spulen, mit einer  magnetischen Rückführung oder Umhüllung (Rückschlusskerne, Schalen, Töpfe usw.) der Lösung näher kommen.

Schon lange vorher hat man bei GRUNDIG in den AM-ZF-Filtern sogenannte Rückschlusskerne eingeführt. Das Feld der Spule konnte mit diversen (kurzen oder langen) Kernen (A) bzw. (B) so beeinflusst werden, dass damit die Kopplung der Spulen definiert eingestellt konnte. Diese Kerne bewirken zusätzlich, daß der magnetische Fluss dichter bei den Spulen bleibt. Damit ist es möglich, den Abschirmbecher enger zu machen. Zwar sind die Abschirmbecher aus verlustarmem Material (Cu, Al) und verursachen deshalb zunächst "nur" eine Erniedrigung der Induktivität, die durch eine höhere Windungszahl ausgeglichen werden könnte. Aber dann wird das Verhältnis von L/R - und damit die Güte der Spule - schlechter. Diese Nachteile vermeiden also die Rückschlusskerne. Weitere Beispiele für solche Filter sind die Micro-Bandfilter von Philips.

 

Und hier Beispiele für geschlossene Kerne.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Alle diese Bauformen zeichnen sich dadurch aus, dass sie eine sehr gute Verkopplung der Wicklungen zueinander ermöglichen. Wickelkenntnisse sind - wie bei Audio-Trafos - trotzdem erforderlich. Dem Leser mag das nicht einleuchten, warum an einer Spule das Sparkonzept einer Firma  realisiert werden musste. Wertanalyse, Kalkulation, Fertigungsleiter usw. erklärten zudem am serienreifen Labormuster, wie Vieles einfacher zu machen sei. Nur Insider können das verstehen was da ablief. Jede Lötstelle oder Fächerscheibe unter einer Schraube oder Lacktropfen erscheint mit einem Zuschlag von Allgemeinkosten in der Kalkulation. Einkaufsteile wie Kerne etc. kosten daher zweimal.  Die Firma und nicht nur das Endprodukt, wollen schließlich finanziert werden. So liefen zwei Kosten gegeneinander an.    

 

Hier ein GRUNDIG AM-Teil aus RPC500 mit NOVA-Spulen,  mit und ohne Al-Abschirmbecher.

Nur zur Information

Die Töpfe sind verzinntes Kupfer, um sie anlötbar zu machen. Wir hatten: Alu-Becher mit diversen Lötspießen, dann Alu-Becher die aufwändig  innen verkupfert waren.  Dann wieder Alu- mit Spießen und zuletzt (vor Japan) die Cu-Sn Version wie hier, alles streng kalkuliert .

 

Mit dem Aufkommen der Integrierten Schaltungen, ICs. Wollte man einen möglichst hohen Ersetzungsgrad erreichen. 1.) um im Radio zu rationalisieren und 2.) um den Preis der ICs zu rechtfertigen.

 

Es sollen hier nur kurz die Oszillator-Probleme  gezeigt  werden. Zunächst herrschte eitel Freude, wie einfach jetzt alles sein kann. Die Applikationen der IC-Hersteller benutzen eine MW-Spule meist einen 50Ω Direkteingang für die HF oder eine kleine Ferritantenne.

Das war und es ging alles recht überzeugend. Sollte dann aber ein KW, MW und LW-Bereich damit realisiert werden und ausser einer Ferritantenne eine Aussenantenne (GA) auch noch der Schweizer Rundspruch möglich sein, gab es doch viel Arbeit und Einwände der Hersteller und der Laborleitung, warum das soo schwierig sei? Ein Radio, das zu Zehntausenden an vielen Orten zu 100% arbeitet, muss der Entwickler verantworten. Alle Klagen werden ihm zugestellt. Daher kann man bei einer Herstellermarke wie Telefunken ein IC (TBA570) mit externem Transistor-Oszillator finden. Uhrenradios haben das Problem kaum. Die erste wirklich brauchbare Type war ein TBA 570,  von VALVO und TELEFUNKEN  lieferbar. GRUNDIG baute damit UHRENRADIOS (z.B. Sonocklock 20b). Dort wurde nur das AM-Empfangsteil fuer MW und LW realisiert.  Für FM wurde der TBA120S verwendet.

Es zeigte sich sofort, das alles sehr gut arbeitet: Auf die leichten Mängel was Rauschen angeht, welches bei AM-ICs nicht sofort optimal war, wird in einem Beitrag von Prof. Rudolph hier  detailiiert eingegangen. Das bitte mit in die Überlegungen zur IC-Technik einbeziehen.

Beim TBA570  kamen die Kollegen im Labor V mit der Aussage heraus: "Immer wieder springt der Oszilllator von MW und speziell von  LW auf Kurzwelle um". Nachdem nur die MW und ein simpler LW Bereich vorgesehen  war, konnte das Problem im Team mit einer ausgeklügelten Wickeltechnik, ohne zusätzliche Bauteile  funktionsfähig gemacht werden. Sieht man sich die Innenschaltung des TBA570 an, erkennt man, dass die Rückopplung vom gleichen Punkt wie die  Oszillatorkreis-Ankopplung intern abgenommen wird.

Zunächst die Innenschaltung des TBA570

 

Der im diesem Schaltbild rosa unterlegte Teil ist exakt die gleiche Schaltung wie sie im Exciter auch als Zweipoloszillator angewendet wird, allerdings hier verbessert, weil der Strom mit Hilfe einer Konstantstromquelle T3 eingeprägt wird.

Vereinfacht ausgedrückt, was am/zwischen Pin 3 und Pin 4 liegt und eine passende Impedanz und Phasenlage bereitstellt, wird als „gewollt“ angenommen und der Oszillator schwingt dann dort. Beim Wiedereinschalten meist wieder auf der richtigen Frequenz mit dem abgestimmten Oszillatorkreis.

Daher muss die Auskoppel-Spule, wie schon erwähnt, eine feste Kopplung mit der abgestimmten Impedanz, den Oszillator-Schwingkreisen haben. Bedingt helfen ohmsche Widerstände oder frequnzabhängige Dämpfungsperlen, als Ferritperlen bekannt (markiert mit "x"), wie wir sehen werden, oft auch beides.  

Hier eine TELEFUNKEN Aplikation von 1976.  Mit Dämpfungswiderstand (markiert mit "x") am Oszillatorpin 4

 

Die erste Anwendung des TBA570 bei GRUNDIG, SONO-CLOCK 20b.

Der AM-Teil mit Mittelwelle und verkürzter Langwelle (mit Hilfe von C21).

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Während im allgemeinen, die Reisesuper damit bestück  wurden, hat Telefunken Ende der 70er Jahre viele Stereo- und HiFi-Modelle damit bestückt. Wegen des stationären Einsatzes und stablisierten  Betriebspannungen, konnte ich nur Modelle finden, die mit dem internen  Oszillator arbeiten. Bei Reisesupern, konnte ich bei Telefunken je nach Qualitätsklasse, auch externe Oszillatoren ausmachen, je ein Beispiel sei hier vorgestellt. Radiorecoder mit Batterien und Motor, oder HiFi-Heimmodell.

Bei diesem Radiorecorder kann man davon ausgehen, dass die Battereispannung schwankt, abhängig von der Belastung durch den Motor. Damit das Umspringen der Frequenz des Oszillators verhindert wird, wird nicht die interne Schaltung des TBA570 verwendet, sondern ein externer Oszillator.

Bei diesem HF-Geraet kann man davon ausgehen, dass die Betriebsspannung nicht schwankt, weshalb der interne Oszillator des TBA570 verwendet werden kann. Als Schutzmassnahme einerseits und zur Verminderung der durch die Abstimmung bedingten Änderung der Oszillatoramplitude andererseits, sind wieder die mit "x", "xx" und "xxx" markierten Schutzwiderstände vorgesehen.

Wir sehen, die Randbedingungen oder das Können des Entwicklers führen zu zweierlei Schaltungnen. 

Ein weiterer AM-IC aus den 70er Jahren war der  SIEMENS  TCA440.  Hier als SIEMENS Firmenbeispiel (Oszillator-Schaltung farbig hinterlegt):

Innenschaltung des Oszillators vom TCA440

Aus Gründen die nach langer Zeit nicht mehr detailiert dargestellt werden können, wurden bei GRUNDIG  in den Heimgeräten und HiFi-Modellen auf den TCA440 zurückgegriffen.  Das 1974 als erstes bei GRUNDIG  im HF-Teil mit 3 Intergrierten Schaltungen aufgebaute Stereo-Modell war der RTV720. Im  AM-Teil arbeitete bis auf 2 Transistoren  der TCA440. Damit wurde eine Variante der vorgeschlagenen  Vorstufen-Regelung realisiert und ein exterener  K,M,L- Oszillator realisiert. Im Gegensatz zu vorher hier gezeigten Bildern, erlaubt der getrennte Transistor, mit einfachsten Oszillatorspulen zu arbeiten. Man beachte auch hier die Dämpfungswiderstände.

 

Die bisher gezeigten Beispiele der Spulen mit Rahmenkernen, waren nicht eben billig. Der Transistor und zwei Bauteile werden jedoch mit den einfachen Spulen mehr als kompensiert. Die Versorgungsspanungen werden dem IC TCA440  entnommen.

Dieses Vorgehen (mit den Zusatz-Transistoren) konnte als Druckmittel für spätere  AM-IC Entwicklungen benutzt werden. Der TDA 1072 kommt ohne  externe Transistoren aus. Braucht aber trotz geregeltem Oszillator, wegen Verkopplungen im Aufbau und zweckmässigerweise wieder Spulen mit Schalenkernen, siehe das Bild vom  AM-Modul im T3000 ganz unten.

Die Oszillatorschaltung  des TCA440 ähnelt der des TBA570 in so weit, als Anzapf und Auskopplung  an der Oszillatorspule notwendig sind. Mit richtiger, wie hier schon oft erwähnter Wickeltechnik,  gab es keine Probleme mit dem Oszillator bei Mittelwelle und Langwelle.

Als ein hochwertiges HiFi- Studio auch auf Mittelwelle und Langwelle elektrische Stationsspeicher bekommen sollte, konnten die Probleme mit elektronischer Abstimmung und Dioden-Bereichsumschaltung nicht zufiedenstellend mit dem interen Oszillator gelöst werden. Daher wurde, wie beim TELFUNKEN Modell mit dem TBA570 und dem Grundig RTV720 mit  TC440,  ein separater Oszillator vorgesehen. Mit Dioden abzustimmen und damit auch Bereiche zu wechseln, war aus Sicht der Entwickler zunächst zuverlässiger nur extern zu lösen, als sich einem IC  anzuvertrauen. Das war 1975/76 noch zuviel Neuland.

Dazu drei Beispiele:

Nochmals RTV720  mit TCA440 und Peripherie. Dicht bei den Spulen: die 3 Teile als Mehraufwand wenn der interne Oszillator nur als DC-Quelle benutzt wird.

Der schon erwähnte VALVO IS TDA1072 erfüllte die technischen Ansprüche der Entwickler zumindest bei MW und LW. Er hat z.B. einen LW/MW Umschalter und einen AM-Stopp, die beide mit high/low DC-Signalen  im Vorgriff auf elektronische Konzepte von VLVO eingebracht wurden.

Das Prinzip des TDA1072 nach VALVO

Eine Neuerung ist der geregelte Oszillator. Ab einem bestimmten Resonanzwiderstand blieb die (HF-) Spannung am Schwingkreis und damit an den 8 Volt Abstimmdioden konstant. (VALVO wusste schon von den 8 Volt-Dioden, für die kein DC Wandler bei 12Volt Autoradios mehr notwendig war.  Was dort sehr wichtig ist.)

Diesem IC konnten,  neben einer mit großer Dynamik arbeitenden Pegelanzeige, an extra Anschlüssen rückwirkungsfrei Signale für Zähler oder Synthesizer entnommen werden. Ausserdem auch der DC-Pegel für den Suchlaufstopp. Ein großer Vorteil in der Schaltungstechnik war auch, dass die Ströme für die Schaltdioden zur Bereichsumschaltung vom IC bereitgestellt wurden.  Hiermit wurde dann der Anfangs der er Jahre erhoffte Ersetzungsgrad  erreicht.  Wenn man den Oszillatorteil mit Abstimmdioden  im GRUNDIG RPC500 mit dem Aufwand des GRUNDIG AM-Moduls vergleicht, konnte mit dem TDA1072 vieles an Peripherie eingespart werden. Bei Diodenabstimmung ist auch die Amplitude des Oszillatos von Bedeutung. Im RPC500 musste diese noch justiert werden, was Aufwand an Gerätschaften und Arbeitszeit und damit Kosten bedeutet.

GRUNDIG RPC500/600/650. Hier sieht man am oberen Rand den zweiten zusätzlichen Transistor, hier als Richtverstärker, um die etwas zuviel rauschende Vorstufe zu kontrollieren.  (Der Oszillator-Teil ist grau unterlegt.)

Und hier die GRUNDIG Version einer kompletten AM-Sektion  im GRUNDIG HiFi-TUNER T3000 von 1980. 

Das AM-Modul für HiFi Modelle mit engem Aufbau sieht so aus:

 

Die Arbeitsgruppe (H.M.K.) von der das IC TDA1972 technisch betreut wurde, konnte damit den gemeinsam  mit VALVO ereichten Fortschschritt unter Beweis stellen. In den HiFi-Modellen von 1979 musste mit einiger Peripherie der TCA440 arbeiten, in den 80ern  wurde der neue  TCA1042 eingesetzt. VALVO hat dort alles verwirklicht, was sich realisieren lies. Siehe Innenschaltung  des TDA1072, Bild 2 oben.

Verglecht man die beiden, für den gleichen Einsatz geigneten Schaltungen, RPC500 und Tuner T3000, lässt sich der Fortschritt der IC-Technik, bei wesentlich besserer Perfomance, in jeder Hinsicht erkennen. Beachtenswert sind dabei die einfachen Spulen mit nur einen Wicklung beim TDA1072. 

Rein HF-technisch war da fasst nichts mehr zu verbessern. Ja, dann kam aber doch noch der TDA1042A . Dieser wurde mit den Feinheiten aus Wünschen diverser Anwender (Autos) optimiert, die im Zusammenhang hier nicht wichtig sind.

Was aber langfristig, die mittlerweile technisch aufholenden, japanischen IC- Produkte aus GRUNDIG Modellen nicht fernhielt.

Damit soll dieser Beitrag von und mit deutschen Ideen, etwas wehmütig enden.  

Hans Michael Knoll

ex. Labor V,  GRUNDIG 

 

This article was edited 18.Mar.16 15:45 by Hans M. Knoll .

  
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