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Harald Giese
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D Articles: 78
Schem.: 65 Pict.: 536 03.Mar.16 17:17 Count of Thanks: 20 |
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Aufbau und Resonanzverhalten früher ZF-Filter
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Dietmar Rudolph
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D Articles: 2201
Schem.: 831 Pict.: 453 03.Mar.16 18:11 Count of Thanks: 19 |
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Bei der Messung der ZF Bandfilter der frühen französichen Super mit Hilfe des Exciters ergaben sich im Falle von ZF Transformatoren, die nur auf der Sekundärseite als Schwingkreis ausgebildet waren, für die Primärseite Resonanzfrequenzen, die völlig von den nominellen Werten abwichen. Dies betrifft die ZF Transformatoren von GAMMA und SOLENO, sowie das PATHEDYNE ZF Filter, wie der Tabelle in Post #1 zu entnehmen ist. Das war der Anlaß dazu, für die ZF Filter bzw. ZF Transformatoren die Frequenzgänge zu messen. Hierfür wurden folgende Methoden verwendet.
Der Dip-ZusatzBei dem Dip-Zusatz handelt es sich im Prinzip um eine aktive Tastspitze (z.B. für ein Oszilloskop), die zusätzlich eine Einkopplung für einen Signal-Generator enthält. Wird als Signal-Generator ein Wobbel-Generator verwendet, kann auf dem Skop der (betragsmäßige) Verlauf der Impedanz des Meßobjektes (z.B. eines Schwingkreises) abgebildet werden. Die gesamte Schaltung findet in einem Stück 15mm Cu Wasser-Rohr Platz. Die Stomversorgung erfolgt aus einem (einfachen) Stecker-Netzteil und die (dünnen) BNC-Kabel für den Generator und das Skop sind fest mit dem Dip-Zusatz verbunden. Die Ein- und Aus-Koppel Kondensatoren werden aus Belägen der doppelt kaschierten Epoxyd Platte gebildet. Im Prinzip kann statt einem solchen Dip-Zusatz auch eine aktive Tastspitze und eine Signal-Einkopplung über einen 1pF Kondensator (z.B. Signal-Leitung nur in der Nähe) verwendet werden. Besonders bequem ist die Arbeit mit dem Dip-Zusatz, wenn ein Specki mit eingebautem Signalgenerator zur Verfügung steht. Vorteilhaft dabei ist, daß sich die Meßkurven dann gleich im logarithmischen Maßstab darstellen lassen, wodurch die Verhältnisse im Sperrbereich besser zu sehen sind. Der GAMMA ZF TransformatorZuerst wurde der Gamma ZF Transformator untersucht. Zur Messung der Induktivitäten und des Kopplungsfaktors mußte der 225pF Schwingkreis-Kondensator (von der großen Spule) abgelötet werden. (Andernfalls mißt man nicht die Spule alleine.) Als Meßgeräte wurden hierzu verwendet:
In einem Radio mit Trioden (kleiner Innenwiderstand) als Verstärker ist die kleine Spule L1 in die Anodenleitung geschaltet, während der Schwingkreis mit der großen Spule L2 den Gitterkreis der nachfolgenden Stufe bildet. Die gemessenen Werte der Induktivitäten sind (Die andere Spule ist jeweils offen): L1 = 9,35mH (9,1mH) R1 = 103,5 Ω (105,3 Ω) Wie man sehen kann, stimmen die gemessenen Werte nach beiden Methoden gut überein. Zur Messung des Kopplungsfaktors der beiden Spulen wurde die Methode mit der L-Messung einer Spule mit kurzgeschlossener anderer Spule angewendet. Man findet dies im Thread "Berechnungen in der Radiotechnik". (Werte LCR-T5 in Klammer) L1 = 7mH (7,1mH) mit L2 kurzgeschlossen Aus den im zitierten Thread gegebenen Kurven findet man so mit hinreichender Genauigkeit einen Kopplungsfaktor k = M/(L1L2)½ ≈ 50%. Die Frequenzgänge der ImpedanzMessungen mit dem Dip-Zusatz
Hier erkennt man deutlich zwei Maxima. Da das Maximum bei 418,5 kHz höher ist, schwingt der Exciter dann bei dieser Frequenz. (Ein Vergleich mit den Werten aus der Tabelle (467 kHz) zeigt, daß der Dip-Zusatz hier eine deutliche kapazitive Last darstellt.) Der so gemessene Verlauf der Impedanz der Spule L1 läßt jedoch erkennen, daß der Lastwiderstand der Triode recht kompliziert ist und es kann auch als Hinweis dafür dienen, daß solche Stufen mitunter auf völlig unvorhergesehenen Frequenzen schwingen können.
Der Impedanzverlauf hat jetzt nur noch eine Resonanz-Spitze. Es entspricht der unteren aus dem vorherigen Bild (die Induktivität ist ja kleiner durch den Kurzschluß), während die obere Resonanz-Spitze nicht mehr da ist. Diese kam offensichtlich aufgrund der Verkopplung mit der leerlaufenden Sekundärspule zustande.
Hier ist nur noch eine Resonanz-Spitze zu sehen, die durch L2 und die (unvermeidlichen) Schaltkapazitäten bestimmt ist.
Durch den Kurzschluß der Spule L1 erniedrigt sich die Induktivität von L2, weshalb die gemessene Resonanz-Spitze jetzt höher liegt. Aber eine wesentliche Beeinflussung der beiden letzten Impedanzverläufe durch die Spule L1 ist im Unterschied zum umgekehrten Fall (die ersten beiden Bilder) nicht erkennbar.
Hier ergibt sich ein Impedanz-Verlauf, der fast identisch ist mit demjenigen für kurz geschlossene Spule L2. Auch hier ist die 2. Resonanzüberhöhung (wie im 1. Bild) nicht vorhanden.
Die Einstellungen am Specki wurden hierfür gegenüber den vorherigen Messungen nicht geändert. Auf den ersten Blick hat man den Eindruck, nur noch Rauschen zu messen. Aber ganz links im Bild ist doch eine etwas höhere Spitze erkennbar. Zufall?
Also dann neue Messung mit anderem Frequenz-Maßstab und höherem Pegel für den Generator.
Und siehe da, nun läßt sich die Resonanz des Schwingkreises L2-C eindeutig messen. Also war die Spitze in der vorherigen Messung doch kein Zufall.
Kontroll-Messungen ohne Dip-Zusatz
Die Messung zeigt ein ziemlich verrauschtes Bild. Aber auch bei der Messung auf dem vorherigen Bild, die zwar weniger verrauscht ist, ist keine typische Resonanzkurve eines Schwingkreises zu sehen. Das liegt daran, daß durch die kapazitive Ankopplung sowohl des Generators als auch des Speckis (am "heißen Ende" des Schwinkreises) die höheren Frequenzen bevorzugt werden. Man erhält dadurch nicht die für einen Schwingkreis typische Resonanzkurve.
Die für einen Schwingkreis typische Resonanzkurve erhält man dadurch, daß der Generator am "Fußpunkt" eingekoppelt wird. Hierfür wird dem Schwingkreis C = 225pF in Serie ein Fußpunkt C = 66 nF geschaltet und parallel zum Fußpunkt C eingespeist.
Messung des Frequenzgangs
Bei einer Frequenzgangs-Messung mit Ankopplung an L1 und Auskopplung an L2 ist die Filterwirkung des Kreises nun deutlich zu sehen.
Die hier an diesem Beispiel aufgezeigte Problematik findet sich entsprechend wieder bei (modernen) Halbleiterschaltungen. Die Schwierigkeit besteht dabei in der geringen Kopplung zwischen den beiden Spulen des Übertragers. Ein Beispiel aus der Praxis ist der Oszillator eines Radios mit Transistoren. Der Oszillator ist im Prinzip ja auch nichts anderes als ein Exciter, der einen Schwingkreis zu seiner Resonanzfrequenz aufschaukeln soll. Aber da die hierfür erforderlichen Koppelwicklungen stets nur kleine Koppelfaktoren haben, kann es sehr leicht vorkommen, daß die Oszillator-Frequenz (infolge einer kleinen Störung in der Versorgungsspannung) auf einen hohen Wert "springt" und dabei durch die Abstimmmittel nicht zu beeinflussen ist. Oszillatoren schwingen immer auf der Frequenz, bei der die Rükkopplungsbedingungen für sie "optimal" erfüllt sind. Solche Probleme auszuschließen ist dann das "tägliche Brot" eines Entwicklers. Der SOLENO ZF TransformatorDer Soleno ZF Transformator hat wie der vorherige Gamma ZF Transformator eine nicht abgestimmte Primärwicklung und eine mit einem Kondensator auf die ZF Frequenz abgestimmte Sekundärwicklung. Allerdings ist der Kondensator variabel ausgeführt, so daß sich die ZF Frequenz verändern läßt. Die Induktivitäten der Spulen und ihre Kopplung wurden hier nicht gemessen. (Messung ohne Lötkolben.) Messung mit Dip-Zusatz
Die Messung der Primärspule zeigt (genau wie beim Gamma) ein Maximum bei einer Frequenz oberhalb der nominellen ZF Frequenz. Allerdings ist hier die (nicht gemessene) Kopplung zwischen den Spulen größer, so daß nun auch ein deutliches "Nebenmaximum" auf der ZF Frequenz (59,5 kHz) zu erkennen ist. Der Exciter schwingt allerdings auf der Frequenz des Hauptmaximums, wie aus der Tabelle in Post #1 zu entnehmen ist.
Hier ist wieder eine Schwingkreis Resonanzkurve zu sehen, bei der der Schwingkreis im Hochpunkt kapazitiv angekoppelt ist und auch die Messung an diesem Punkt kapazitiv angekoppelt ist. Das ist beim Dip-Zusatz allerdings konstruktiv bedingt, wie aus seiner Schaltung ja hervorgeht.
Messung des Frequenzgangs
Die Messung des Frequenzgangs erfolgte (wieder) mit einem Generator mit Quellwiderstand 33 kΩ und am sekundären Schwingkreis ebenfalls die 10:1 Tastspitze mit 2,7pF in Serie. Im Vergleich zum Frequenzgang des GAMMA zeigt sich, daß der SOLENO eine geringere Güte aufweist, also weniger selektiv ist. Das ist aufgrund der Art der Spule ("wild gewickelt") auch nicht anders zu erwarten.
Das INTEGRA <412> ZF BandfilterDer Typ 412 ist ein "echtes" Bandfilter mit sowohl primär, als auch sekundär abgestimmten Kreisen. Messungen mit Dip-Zusatz
Obwohl die beiden Spulen "weit" auseinander zu liegen scheinen, ist die Kopplung zwischen Primär- und Sekundärkreis noch so, daß eine überkritische Kopplung mit zwei Höckern entsteht.
Auch hier sind wieder die beiden Höcker zu sehen, wobei nun der sekundärseitige das höhere Maximum zeigt.
Der Innenwiderstand der Röhre dämpft den Primärkreis nun so stark, daß die Zweihöckrichkeit verschwindet. Das ist (nach heutigen Maßstäben) keine optimale Dimensionierung für ein Bandfilter.
Frequenzgangs MessungDie Frequenzgangs-Messung erfolgte wie in den vorhergehenden Beispielen mit Quellwiderstand 33 kΩ und Tastspitze (mit 2,7pF in Serie) am Sekundärkreis.
Das Messergebnis unterscheidet sich von der vorherigen Messsung mit dem Dip-Zusatz nur äußerst mariginal.
Das INTEGRA <406> Tiefpaß Pi-Filter
Im allgemeinen folgt auf ein Audion ein Tiefpaß (RC oder LC) um die HF abzublocken, damit diese nicht den NF Verstärker erreicht. Hier hat dieser Tiefpaß jedoch eine Pi-Struktur.
Netzwerke mit dieser Struktur werden i.a. als Anpaßschaltungen zwischen Sender und Antenne angewendet. Als Tiefpaß hinter einem Audion ist so eine Struktur sehr selten zu finden. Damit ein Pi-Tiefpaß "optimal" wirken kann, muß er mit seinem Kennwiderstand auf beiden Seiten abgeschlossen werden. Gemäß der Dimensionierung des <406> ist der Kennwiderstand aber nur ca. 2,8 kΩ, was für die hier vorgesehene Anwendung eindeutig zu niederohmig ist. Man muß daher annehmen, daß die Pi Struktur nicht als NF Tiefpaß vorgesehen war, sondern "nur" zur HF Abblockung.
Wird als Quellwiderstand 33 kΩ gewählt und die Ausgangsseite nur hochohmig belastet, ergibt sich eine Resonanzüberhöhung bei ca. 14,1 kHz. Das entspricht auch der Messung mit dem Exciter. Aber dieser Frequenzgang zeigt, daß sich dieses Pi Filter nicht als Tiefpaß verhält, wie man es erwartet hätte.
Wird als Quellwiderstand 8 kΩ gewählt (entspricht ca. dem Ausgangswiderstand der REN904) und als Lastwiderstand auch 8 kΩ, so ergibt sich im NF Bereich ein gleichmäßiger anstieg zu den höheren Frequenzen, womit sich der Höhenabfall infolge der geringen Bandbreite des davor liegenden ZF Filters (etwas) ausgegelichen werden kann. Aber im Prinzip geht dieser Ausgleich auch mit der vorherigen Dimensionierung.
Das Pathedyne ZF Filter
Das Pathedyne ZF Filter ist ähnlich aufgebaut wie die ZF Transformatoren von GAMMA und SOLENO. Auch hier zwei "wild" gewickelte Spulen zwischen Pappscheiben. Und entsprechend groß wird der Kopplungsfaktor k zwischen primärer und sekundärer Spule. Für ein "echtes" Bandfilter ist damit der Kopplungsfaktor zu groß, so daß eine stark "überkritische" Kopplung entsteht, die sich dann auch in einer Zweihöckrigkeit des Frequenzgangs zeigt.
Messungen mit dem Dip-Zusatz
Bei der Mesung mit dem Dip-Zusatz an der Primärspule zeigen sich zwei Resonanz-Spitzen. (originale C's)
Bei der Messung an der Sekundärspule sieht man wieder die gleichen Resonanzspitzen, allerdings etwas niedriger und in der Frequenz etwas verschoben.
Messung des FrequenzgangsAls Schwingkreis-Kondensatoren werden (zunächst) die originalen alten Kondensatoren verwendet, deren Kapazitätswerte sich allerdings im Laufe der Zeit verringert haben (primär: 215pF [204pF] statt 250pF; sekundär 290pF [274pF] statt 350pF: Werte in [] mit Multifunktions-Tester)
Man sieht hier also deutlich die beiden Höcker. Das ZF Bandfilter ist also sehr stark "überkritisch" gekoppelt. Der Höcker bei 65,25 kHz höher, gehört als zum (unbelasteten) Sekundärkreis.
Der Höcker bei 41,75 kHz gehört nun zum (unbelasteten) Primärkreis.
Die 22 kΩ entsprechen dem Innenwiderstand der Triode, an deren Anode das ZF Bandfilter angeschlossen ist. Nun ist der Primärkreis so stark bedämpft, daß die Zeihöckrigkeit (praktisch) verschwindet und dadurch die stark überkritische Kopplung nicht mehr auffällt.
Bei dieser Einspeisung (rückwärts) wirkt sich die Dämpfung (fast) so aus, als wäre das Filter auf "flachen Durchlaßbereich" dimensioniert.
Zur Kontrolle wurden nun die Kreiskondensatoren durch die Nennwerte ersetzt:
Der Höcker des Sekundärkreises liegt nun bei 59 kHz. Die Resonanz ist hier "schärfer" als mit dem alten Kondensator.
Der Höcker des Primärkreises ist bei 38 kHz. Auch hier ist die Resonanz "schärfer".
Durch die Belastung des Bandfilters durch den (Innen-) Widerstand (der Röhre) wird die Zweihöckrigkeit "ausgebügelt". Das Maximum der Durchlaßkurve liegt bei 52,75 kHz. Allerdings entspricht eine solche Dimensionierung nicht den später für Zweikreisbandfilter üblichen optimalen Anpassungs-Bedingungen. Daher erhält man auch nicht die für ein Zweikreis-Bandfilter typischen (steilen) Filter-Flanken.
Bei dieser "rückwärtigen" Einspeisung ergibt sich wieder eine Resonanzüberhöhung. Das deutet wieder auf die höhere Güte der Keramik-Kondensatoren hin.
Die hier gezeigte "Zweihöckrigkeit" des Pathedyne ZF Filters führte bei der Messung mit dem Exciter dazu, daß dessen Frequenz zwischen den Werten der beiden Resonanz-Spitzen (anscheinend zufällig) hin und her gesprungen ist. Dieses "Springen" der Frequenz ist ein Phänomen, das bei überkritisch gekoppelten Kreisen dann auftritt, wenn diese Teil eines Oszillators sind, wie eben beim Exciter. Mit solchen Effekten hatten auch die frühen (meist einstufigen) Rundfunksender zu kämpfen - und die anfänglichen Radios in Transistortechnik. Bei den frühen Rundfunksendern wurde das "Springen" der Frequenz mit "Reißen" bezeichnet. Rukop hat das genauer untersucht und in einem "Reiß-Diagramm" dargestellt. MfG DR This article was edited 03.Mar.16 19:57 by Dietmar Rudolph . |