Ein einfacher AM Modulator mit konstanter Ausgangsspannung

Das Prinzip der Amplitudenmodulation mit Analogmultiplexern, welches hier beschrieben ist und im "Een PLL Gestuurde AM Microzender" angewendet wird (siehe dazu hier) bietet eine gute Ausgangsbasis für einen weiteren einfachen AM Modulator mit LC Oszillator und folgenden Eigenschaften:

• Frequenzeinstellung bequem über Drehknopf, keine DIP Schalter
• Komplette Abdeckung des Europäischen und Nordamerikanischen Mittelwellenbereiches
• Durch Austausch des Spulensatzes auch für LW und KW verwendbar
• Unterstützung für eine eingebaute Frequenzanzeige mit entsprechendem Fertig-Modul
• Frequenzunabhängige Amplitude des HF Ausgangssignals
• Ausgangsstufe mit niedriger Impedanz
• Bis zu 100% Modulationstiefe möglich

Das Grundprinzip ist relativ einfach: Es wird eine NF Vorstufe mit dem Operationsverstärker LM358 und ein Amplitudenmodulator mit dem Analogmultiplexer CD4053 verwendet. Dieser Teil ist sehr ähnlich dem "Een PLL Gestuurde AM Microzender". Als Oszillator zur Ansteuerung des Multiplexers kommt ein Hartley Oszillator mit einem BC547C bipolar-Transistor zum Einsatz. Das Hartley Oszillator-Prinzip bietet sich an, da die Frequenzeinstellung kapazitiv über einen Drehkondensator erfolgt.

Zur Unterdrückung der bei dieser Modulationsmethode erzeugten Oberwellen kommt im Ausgangskreis wieder ein LC Filter zum Einsatz, das über einen Doppel-Drehkondensator auf die selbe Grundfrequenz wie der Oszillator abgestimmt wird. Eine separate Einstellung des Ausgangsfilters entfällt daher und es ergibt sich eine Ein-Knopf Frequenzeinstellung. Die Ausgangsstufe mit niedriger Impedanz wird durch einen Emitterfolger, wiederum mit einem BC547C, realisiert.

Ein Rechtecksignal mit der Oszillatorfrequenz zur Ansteuerung eines Frequenzanzeige-Moduls wird auf folgende Weise bereitgestellt: Der CD4053 besitzt insgesamt drei von einander unabhängige Analogmultiplexer. Einer dieser Multiplexer wird verwendet, um die positive Betriebsgleichspannung mit der Oszillatorfrequenz zu "zerhacken". Das entstehende Rechtecksignal zwischen 0V und der Betriebsgleichspannung kann bei passender Betriebsspannung von den meisten fertigen Frequenzanzeige-Modulen verarbeitet werden.

Das folgende Bild zeigt den Schaltplan, eine PDF Version davon findet sich im Anhang.

Im folgenden Bild ist der Testaufbau auf dem Steckbrett zu sehen.

 

An dieser Stelle sollen noch einige weitere Erläuterungen zur Schaltung gegeben werden. Der
Oszillatorschwingkreis besteht aus der einen Hälfte des Doppeldrehkondensators C_v und den Induktivitäten L₁ und L₂ in Serie. Die Rückkopplung findet über den Transistor T1 in Emitterfolgerschaltung statt. Da der Oszillator einen Analogmultiplexer ansteuert, kann auf eine saubere Sinusform des Ausgangssignals verzichtet werden. Es kann daher unter Inkaufnahme einer deformierten Sinusform ein relativ hoher Rückkopplungsgrad verwendet werden, damit das Ausgangssignal des Oszillators am Emitter von T1 über den gesamten Frequenzbereich von ca. 500kHz bis 1800kHz zwischen ca. 0V und der Betriebsspannung von +9V wechselt. Dadurch werden die erforderlichen LO und HI Spannungspegel am Schalteingang der Multiplexer sicher erreicht. Da an der Basis von T1 auftretende negative Spannungen über die Basis-Emitter Kapazität das Emitterpotential leicht ins Negative ziehen können, wird eine Germaniumdiode zur Begrenzung des Ausgangssignals am Emitter von T1 auf minimal -0.3V verwendet. Das folgende Oszilloskopbild zeigt das Ausgangssignal des Oszillators am Emitter von T1.

Dieses Oszillatorsignal treibt die Schalteingänge der Multiplexer A und B des CD4053. Sehen wir uns
zunächst Multiplexer B an: Der Ausgang dieses Multiplexers (Pin 15) wird zwischen 0V (Pin 2) und +9V (Pin 1) mit der Oszillatorfrequenz umgeschaltet und erzeugt ein Rechtecksignal, das die meisten
Frequenzanzeige-Module (fertig oder als Bausatz) direkt verarbeiten können. Das folgende
Oszilloskopbild zeigt dieses Rechtecksignal an Pin 15 des CD4053.

Die Amplitudenmodulation des NF-Signals erfolgt am Multiplexer A durch Umschalten des Ausgangs (Pin 14) zwischen dem NF-Signal an Pin 13 und 0V an Pin 12. Dazu muss das NF Signal an Pin 13 vorher mit einem Gleichspannungsanteil versehen werden, so dass es stets über 0V liegt. Dies wird durch die Schaltung um den Operationsverstärker LM358 bewerkstelligt. Zum Erreichen einer Modulationstiefe von 100% muss das NF Signal bei Maximalausschlag gerade 0V erreichen. Ein entsprechendes NF Signal (400Hz Dreieck) an Pin 13 des CD4053 (bzw. Ausgang Pin 1 des LM358) ist im folgenden Oszilloskopbild gezeigt.

Daraus resultiert das folgende amplitudenmodulierte HF-Ausgangssignal am Multiplexer A (Pin 14):

Aus diesem "rohen" rechteckförmigen HF-Ausgangssignal müssen nun der Gleichspannungsanteil, der NF Anteil und die Oberwellen des rechteckförmigen HF-Signals weg gefiltert werden. Dies wird durch einen mit der anderen Hälfte des Doppeldrehkondensators im Gleichlauf zum Oszillatorkreis abgestimmten LC Ausgangskreis mit der Spule L₃ bewerkstelligt. Der 8.2kΩ Widerstand am Ausgang des Multiplexers A (Pin 14) bildet dabei einen Spannungsteiler mit dem Ausgangskreis. Im Resonanzfall ist der (i.A. komplexe) Widerstand des Ausgangskreises gleich dessen Reihenverlustwiderstand R_p, der vom Gütefaktor der Spule für die jeweilige Frequenz und vom L/C Verhältnis im Kreis abhängt. Um die Ausgangsspannung am Kreis über den gesamten Frequenzbereich ungefähr konstant zu halten, muss der Reihenverlustwiderstand R_p wesentlich größer als 8.2kΩ sein. Dies ist ab einem Gütefaktor der Spule L₃ von Q=80 bei den gegebenen L/C Verhältnissen (L=320µH, C_v=320pF max.) in guter Näherung erfüllt und die Schwankung der Ausgangsamplitude über den kompletten Frequenzbereich von 500kHz bis 1800kHz liegt bei ca. 5%.

Offensichtlich muss also der Widerstand am Ausgang des Multiplexers A (Pin 14) relativ gering sein
um die HF-Ausgangsamplitude auch nach der Filterung durch den Ausgangskreis näherungsweise
frequenzunabhängig zu halten. Dieser geringe Widerstand (8.2kΩ) liegt über den Multiplexer A nun entweder auf direkt auf Masse oder am niederohmigen Ausgang des LM358 Operationsverstärkers und ist damit dem Ausgangskreis wechselspannungsmäßig parallel geschaltet, wirkt also als zusätzlicher Reihenverlustwiderstand. Die Bedämpfung des Ausgangskreises und die daraus resultierende Bandbreite ist daher deutlich höher als durch die Verluste in der Spule L₃ allein. Dies ist gewollt, denn erstens muss die Bandbreite des NF Signals vom Ausgangskreis durchgelassen werden, zweitens ist der Gleichlauf zwischen Oszillator und Ausgangskreis auch in diesem Fall gleicher Frequenzen niemals perfekt zu realisieren (durch die Rückkopplung weicht die Oszillatorfrequenz immer etwas von der Resonanzfrequenz des Oszillatorschwingkreises ab). Trotz der zusätzlichen Bedämpfung durch den 8.2kΩ Widerstand ist die Oberwellenunterdrückung immer noch ausreichend, wie im nachfolgenden Oszilloskopbild mit Spektralanalyse zu sehen ist.

Um nun das amplitudenmodulierte HF-Ausgangssignal mit niedriger Ausgangsimpedanz zur Verfügung
zu stellen und Rückwirkungen der angeschlossenen Last auf den Ausgangskreis weitgehend zu
minimieren wird dem Ausgangskreis noch ein Emitterfolger mit dem Transistor T2 nachgeschaltet.
Das amplitudenmodulierte HF-Ausgangssignal am Emitter von T2 für das bisher verwendete 400Hz
Dreieck NF-Signal ist im folgenden Oszilloskopbild gezeigt:

Offensichtlich wird wie gefordert eine Modulationstiefe von nahe 100% bei sehr guter Linearität erreicht. Die HF-Ausgangsamplitude liegt unmoduliert bei 4V_pp und zwischen 0V_pp und 8V_pp bei 100% Modulationstiefe. Die Änderung der HF-Ausgangsamplitude über den Frequenzbereich von 500kHz bis 1800 kHz liegt, wie bereits erwähnt, bei ca. 5%.

 

Anlagen:

• Schaltplan (7 KB)

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Die Idee und Realisierung gefällt mir ausgezeichnet.

Haben sie den Gleichlauf nachgemessen. Es ist ja so, dass je höher die Rückkopplung gewählt wird umso tiefer ist i.a. die Oszillatorfrequenz. Die Betriebsgüte des Mitlauffilters ist aber ohnehin niedrig gewählt, sodass meine Frage eher akademisch ist.

Eine andere Methode ist es, im Forum öfters zu finden,  die Trägerfrquenz schon oberwellenarm zu gestalten.

mfg und Prosit 2015

R.Drabek

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Hallo Herr Drabek

Mit etwas Abgleicharbeit lässt sich trotz der leichten Abweichung der Oszillatorfrequenz von der
Resonanzfrequenz des Oszillator LC Schwingkreises sowie der sich insbesondere bei höheren Frequenzen bemerkbar machenden parasitären Kapazitäten im Schaltungsaufbau ein recht guter Gleichlauf zwischen Oszillator und Ausgangskreis herstellen.

Mittlerweile wurde der Prototyp vom reinen Steckbrettaufbau teilweise auf Lochrasterplatinen umgezogen:

Modulator und Oszillator befinden sich schon auf einer Lochrasterplatine, der Ausgangskreis ist noch
auf einem Steckbrett aufgebaut und ist daher mit deutlich höheren parasitären Kapazitäten behaftet als der Oszillatorkreis. Zum Ausgleich wurde dem Drehkondensator im Oszillatorkreis ein 2.2pF Kondensator sowie ein primitiver Trimmer aus zwei isolierten, verdrillten Drähten mit einer Kapazität von wenigen pF (im umgangssprachlichen Englisch auch "Twist-O-Tweak" genannt) parallel geschaltet. Weiterhin wurde der 8.2kΩ Widerstand zwischen Multiplexer Ausgang und Ausgangskreis auf 12kΩ erhöht um im Interesse einer besseren Oberwellenunterdrückung die Dämpfung des Ausgangskreises etwas zu verringern.

Die Messung des Gleichlaufs zwischen Oszillator und Ausgangskreis wird wie folgt durchgeführt: Am
Ausgang des Emitterfolgers (HF-OUT) wird ein Oszilloskop angeschlossen. Damit kann die Frequenz des Oszillators praktisch rückwirkungsfrei gemessen werden. Auch der Ausgangskreis wird dadurch nur minimal beeinflusst. Der Oszillator wird nun über den Drehkondensator auf die jeweils 100kHz
auseinander liegenden Messpunkte eingestellt. Um die Resonanzfrequenz und die Bandbreite des
Ausgangskreises in den Messpunkten zu bestimmen wird die Verbindung vom Oszillator zum Eingang des Multiplexers temporär getrennt und der Multiplexer mit einem Wobbelfunktionsgenerator gesteuert.
Das Oszilloskop am HF-OUT Ausgang wird in den XY-Betrieb geschaltet und der X-Kanal mit einer
Spannung proportional zum Frequenzhub des Wobbelfunktionsgenerators versorgt. Damit kann wie üblich die Resonanzkurve des Ausgangskreises ausgemessen werden.

Der Abgleich erfolgt dabei nach folgender Strategie: Zunächst wird bei voll eingedrehtem Drehkondensator (ca. 320pF) die Untergrenze der Oszillatorfrequenz mit Hilfe von L₁+L₂ eingestellt.
Danach wird die Rückkopplung des Oszillators durch Änderung des Verhältnisses L₁/L₂ optimiert. Ab
diesem Punkt werden L₁ und L₂ nicht mehr verändert. Da die (absolute) Bandbreite des Ausgangskreises am unteren Ende des Frequenzbereiches am kleinsten und am oberen Ende am größten ist, wird der Ausgangskreis mit Hilfe von L₃ am unteren Ende des Frequenzbereiches exakt auf die Oszillatorfrequenz abgeglichen. Dann wird der Gleichlauf über den gesamten Frequenzbereich nach der oben beschriebenen Methode gemessen. Durch Verändern der Kapazität des "Twist-O-Tweak" Trimmers am Oszillatorkreis und erneuter Messung des Gleichlaufs kann dieser dann weiter optimiert werden. Es ergab sich beim gezeigten Aufbau nach einigen Versuchen ein recht guter Gleichlauf, der in der folgenden Tabelle dokumentiert ist:

 

Die Abweichungen vom Gleichlauf liegen völlig unproblematisch innerhalb der Bandbreite des
Ausgangskreises. Der durchgeführte Abgleich ist natürlich von dem jeweiligen physikalischen Aufbau mit dessen spezifischen parasitären Kapazitäten abhängig. Ggf. muss der parallel-Trimmer dann vom Oszillatorkreis zum Ausgangskreis verlagert werden.

 

Gruß Jochen Bauer

 

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Die Schaltung wurde mittlerweile vollständig auf Lochrasterplatinen umgezogen und zusammen mit
dem Drehkondensator auf einem Metallchassis aufgebaut.

Links vom Drehkondensator ist der Oszillator zu sehen, rechts vom Drehkondensator befindet sich der Ausgangskreis. NF Eingang und Modulator liegen hinter dem Drehkondensator.

Der Abgleich wurde nun wiederum gemäß der in Post #3 beschriebenen Vorgehensweise durchgeführt.
Es zeigte sich, dass ein 2.2pF Kondensator parallel zum Oszillatorteil des Drehkondensators einen
sehr guten Gleichlauf ergibt, wie aus der folgenden Tabelle zu ersehen ist.

 

Versorgung mit NF Line Pegel:

In den meisten Fällen wird der NF Eingang des Modulators mit einem Audiosignal mit Line Pegel
betrieben werden. Die Definition des Line Pegels ist allerdings nicht einheitlich. Im professionellen
Bereich wird meistens die Festlegung +4dBu (entspricht 3.472V_pp) verwendet, im Consumer Bereich
wird als Line Pegel meistens −10dBV (entspricht 0.894V_pp) verwendet.

Die Modulationstiefe des HF Signals hängt von der Aussteuerung des Operationsverstärkers, der auf
einem Arbeitspunkt von +3.7V liegt, ab. Für 100% Modulationstiefe muss sich die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers zischen 0V und 7.4V bewegen. (Die Möglichkeit nahe an 100% Modulationstiefe zu kommen hängt offensichtlich ganz wesentlich von der Verwendung eines Operationsverstärkers ab, der verzerrungsfrei eine Ausgangsspannung von nahe 0V bei asymmetrischer Stromversorgung liefern kann.)

Um eine Einstellung der Modulationstiefe zwischen 0 und 100% bei Line Pegel zu ermöglichen, kann
die Schaltung aus Post #1 folgendermaßen verbessert werden:

Zunächst wird der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers von derzeit 4.1 auf ca. 9.3 erhöht,
dies geschieht einfach durch Ersetzen des 22kΩ Widerstandes im Gegenkopplungszweig durch einen 8.2kΩ Widerstand. Damit kann auch ein um bis zu 12% zu niedrig liegender Consumer Device Line Pegel von ca. 0.8V_pp den Ausgang des Operationsverstärkers von 0V bis 7.4V durchsteuern. Zur Einstellung der Modulationstiefe wird nun das NF Eingangssignal vor dem Eingang der Operationsverstärkerstufe mit einem 10kΩ Potentiometer abgeschwächt. Mit einem NF Eingangswiderstand von ca. 10kΩ wird auch die Spezifikation für einen Line Eingang erreicht.

Die beschriebenen Änderungen finden sich in einem aktualisierten Schaltplan im Anhang. Auch die
im Post #3 beschriebene Änderung des Widerstandes am Ausgang des Multiplexers zum Ausgangskreis  von 8.2kΩ auf 12kΩ ist darin erfasst.

 

Anlagen:

• Schaltplan (aktualisiert) (8 KB)

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An dieser Stelle sollen nun einige Messergebnisse zur Unterdrückung der bei der Modulation eines Rechteckträgers entstehenden Oberwellen (zweite und höhere Harmonische) durch den Ausgangskreis vorgestellt werden.

Zunächst aber einige Überlegungen zur Anforderung an die Oberwellenfreiheit des Ausgangssignals:

Wie hier gezeigt, entsteht bei der Amplitudenmodulation eines Trägers mit Oberwellen auf jeder der
Frequenzen der Oberwellen eine vollständige "Kopie" des AM-Signals der Grundfrequenz. D.h. ein entsprechender Sender wäre nicht nur auf der gewollten Grundfrequenz sondern auch auf den Frequenzen aller Oberwellen zu empfangen, bzw. würde dort Interferenzen mit den auf oder neben der entsprechenden Frequenz liegenden Sendern erzeugen. Daher ist eine ausreichende Unterdrückung der Oberwellen notwendig.

Auch für den vorliegenden Modulator, der im Gegensatz zu einem Sender lediglich zur lokalen Einkopplung eines Signals in einen Empfänger (induktiv, kapazitiv oder direkt über eine Dummy-Antenne)  zu Test- und Vorführzwecken dient, ist eine ausreichende Unterdrückung der Oberwellen
sinnvoll und teilweise auch notwendig.

Zunächst soll der Modulator bei sinnvoller Signalstärke nur einmal auf der Grundfrequenz und nicht zusätzlich auf den Frequenzen der Oberwellen im Empfänger erscheinen und dort ggf. zu Interferenzen mit von außen einfallenden Sendern führen. Aufgrund der Ausdehnung des MW-Bereiches bis 1720kHz (Nordamerika) liegt bei einer Grundfrequenz des Modulators von z.B. 570kHz die erste und zweite Oberwelle mit 1140kHz bzw. 1710kHz noch im MW-Bereich. Das folgende Bild zeigt das Spektrogramm am Ausgang des Modulators für eine Grundfrequenz von eben 570kHz. Die Amplitude der Grundfrequenz ist als 0dB Referenzpunkt am oberen Ende der Vertikalskala gesetzt.

Aus dem Spektrogramm ist ablesbar, dass die erste Oberwelle (1140kHz) ca. -40dB und die zweite Oberwelle (1710kHz) ca. -38dB schwächer als die Grundschwingung ist.

Wird die Grundfrequenz weiter erhöht, so wird zwar (wie aus den Tabellen in Posts #3 und #4) ersichtlich) der Gütefaktor des Ausgangskreises erniedrigt und die Unterdrückung der Oberwellen damit verschlechtert, allerdings wird auch gleichzeitig die zweite Oberwelle aus dem Empfangsbereich nach oben heraus geschoben und es muss nur noch die erste Oberwelle betrachtet werden. Dies ist im folgenden für eine Grundfrequenz von 850kHz getan worden, bei der die erste Oberwelle von 1700kHz noch knapp im Nordamerikanischen MW-Bereich liegt.

Wie aus dem Spektrum ersichtlich, ist die erste Oberwelle von 1700kHz ca. -37dB schwächer als die Grundschwingung.

Neben der Vermeidung von weiteren Empfangsfrequenzen im Empfänger muss aber auch eine Betrachtung über die ungewollte Abstrahlung von elektromagnetischen Wellen bei höheren Frequenzen durchgeführt werden. Im MW-Bereich mit einer Wellenlänge von grob 200m bis 600m sind die Abmessungen der zur lokalen Einkopplung des Signals in den Empfänger verwendeten Vorrichtungen (z.B. Induktionsschleife, kurzer Draht, Leitungen einer Dummy-Antenne) viel zu kurz um eine in irgend einer Weise relevante Strahlungsleistung zu erreichen. Bei höheren Oberwellen mit Wellenlängen, bei denen die Abmessungen in den Bereich von lambda/10 kommen ändert sich dies allerdings.

Gehen wir z.B. von Abmessungen der Vorrichtungen zur lokalen Einkopplung in der Größenordnung von 2m aus, so müssen wir uns um Frequenzen von 15MHz und höher Gedanken machen. Um hier eine Untergrenze für die Unterdrückung der Oberwellen in diesem Frequenzbereich zu erhalten, setzen wir die Grundfrequenz mit 1700kHz nahe an das obere Ende des MW-Bereiches und zeichnen das Spektrum bis 25Mhz auf:

Offensichtlich haben wir im im kritischen Bereich ab ca. 15Mhz lediglich Oberwellen, die mindestens ca. -46dB schwächer als die Grundschwingung sind.

 

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Nun habe ich diesen interessanten MW-Modulator nachgebaut. Die erste Version am Steckbrett. Durch die langen Leitungen und den parasitären Kapazitäten die dadurch auftreten, konnte ich die 1,7MHz nicht erreichen. Als Spulen verwendete ich käufliche Festinduktivitäten, das funktioniert insofern nicht weil es unbedingt notwendig ist, dass die Spulen abgleichbar sind. In Ermangelung geeigneter Spulen habe ich versucht die kleinen japanischen ZF-Filter wie sie in den MW- Portables der 60er Jahre eingebaut wurden, zu verwenden. Mit Hilfe eines Induktivitätsmessgerätes habe ich geeignete gefunden. Eingebaute Kondensatoren habe ich entfernt. Ein Layout wurde gezeichnet und ein Prototyp nach dieser Methode gefertigt. Der Print hat eine Grösse von 61 x 40mm. Er wurde absichtlich klein gehalten damit die schädlichen Kapazitäten auch klein bleiben.
Die Schaltung von Herrn Bauer wurde etwas abgeändert, weil es Probleme mit der Aussteuerung der Modulation gab. Am Trimmpot V kann die NF-Quelle nach Bedarf angepasst werden.
Nachfolgend einige Bilder vom Print und Oszibilder, die Messpunkte (MP) sind in der Schaltung eingezeichnet. Schaltung und Layout als Anlage.

Nebenbei habe ich die Schaltung für eine feste Frequenz aufgebaut. Der Oszillator erzeugt eine Frequenz mit einem Resonator, in meinem Fall 800kHz. Der Filterkreis kann nun mit einer Festinduktivität und einem passenden Kondensator bestückt werden und wird mit einem Trimmer abgeglichen.

Da Resonatoren für den MW-Bereich schwer zu bekommen sind, stellt sich die Frage ob z.B. ein noch leicht erhältlicher 455kHz-Resonator verwendet werden kann und der Filterkreis auf seine erste Oberwelle (910kHz) abgeglichen wird. Kann das funktionieren?
Erforderliche Werte für Spulen und Kondensatoren können einfach durch Herrn Grötzers hervorragende Formelsammlung für die Radiotechnik (Schwingkreisberechnung) gefunden werden.

Anlagen:

• Schaltung Drehko (16 KB)
• Layout Bauteile (13 KB)
• Layout Cu Seite (12 KB)

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Zunächst einmal Danke an Herrn Heigl für den Nachbau mit einem TLC251 Single Op-Amp und die
Erstellung eines Platinenlayouts. Die Entwicklung solcher Schaltungen bleibt ja auch beim Eigenbau nicht stehen und es wurden in der Zwischenzeit einige Verbesserungen und Erweiterungen implementiert:

Es wurde zunächst ein fertiges Frequenzzählermodul eines Anbieters aus dem Asiatischen Raum
eingebaut. Dieses Modul ist als Neuware über ein bekanntes Auktionshaus zu einem recht günstigen
Preis zu beziehen. Der aktuelle Aufbau ist im folgenden Bild gezeigt, der aktualisierte Schaltplan
findet sich als Anhang.

Weiterhin wurde die Betriebsspannung von 9V auf 12V erhöht. Damit lässt sich durch eine entsprechende Anpassung der Arbeitspunkte des Op-Amp im Niederfrequenzteil sowie des Emitterfolgers am Ausgang eine maximale HF Ausgangsspannung bei 100% Modulation von 8.8V_pp an einer Last von bis zu 2.2kΩ ohne sichtbare Verzerrungen erzeugen. Ohne Modulation ist die HF Ausgangsspannung daher konstant 4.4V_pp, was bei 2.2kΩ Last einem HF-Ausgangsstrom von 1mA Amplitude entspricht. Damit kann nun bequem eine Spule (mit Ferritkern oder als Rahmen) zur induktiven Einkopplung des Signals in einen Empfänger aperiodisch betrieben werden. Im Bild oben ist eine Ferritstabspule mit L=120µH zu sehen. Der HF-Strom durch diese Spule wird durch einen 2.2kΩ Widerstand in Serie begrenzt. Die Reichweite bei einem Taschenempfänger mit eingebauter Ferritantenne beträgt ca. 1-2m.

Auf der NF Seite wurde der Tatsache Rechnung getragen, dass die meisten Audio-Quellen (Line- oder
Kopfhörerausgang) ein Stereo-Signal zur Verfügung stellen. Es wurden daher zwei NF Eingänge (L und
R) vorgesehen, die ein Stereo-Signal über einen Summationsverstärker mit einem der beiden Op-Amps im LM358 IC zu einem L+R Mono-Signal am Ausgang zusammenführen. Der Stereo Klinkenstecker im obigen Bild kann z.B. direkt in den Kopfhörerausgang eines MP3-Players eingesteckt werden. Die Verstärkung des Stereo zu Mono Summationsverstärkers kann über die Gegenkopplung mit dem als einstellbaren Widerstand verwendeten 100k Poti eingestellt werden. Der Last widerstand von 4.7kΩ am Ausgang des Summationsverstärkers parallel zum 330pF Kondensator ergibt ein verzerrungsfreies Ausgangsverhalten bei höheren NF-Frequenzen bis 15kHz, was natürlich für MW schon weit oberhalb des Notwendigen ist.

Zur Einstellung der Verstärkung und damit des Modulationsgrades ist eine optische Aussteuerungsanzeige meistens hilfreich. Diese wird mit dem zweiten Op-Amps im LM358 IC, einem NE555 Timer IC und einer LED realisiert. Der Op-Amp ist dabei als Komparator geschaltet, der die zur Modulation verwendete NF Ausgangsspannung an Pin 1 des ersten Op-Amps mit einer Referenzspannung am invertierenden Eingang vergleicht. Sinkt die Ausgangsspannung unter die Referenzspannung ab, so fällt die Ausgangsspannung dieses Komparators von ca. +12V auf ca. 0V ab. Dieses Triggersignal wird dem im monostabilen Modus betriebenen NE555 Timer zugeführt der daraufhin den Ausgang (Pin 3) für 0.1s (gegeben durch den 100kΩ Widerstand und den 1µF Kondensator) auf eine Spannung nahe an +12V legt und die LED aufleuchten lässt. In der vorliegenden Schaltung ist die Referenzspannung mit Hilfe eines Spannungsteilers auf 1.1V gesetzt. Da der Arbeitspunkt des NF Summationsverstärkers auf 4.4V gesetzt ist, spricht die Anzeige gerade noch nicht an, wenn die NF Modulationsspannung sich im Bereich zwischen 1.1V bis 7.7V bewegt. Dies entspricht einem Modulationsgrad des HF-Ausgangssignals von 1 - 1.1/7.7 = 85%.

Vom mechanischen Aufbau her wurde noch eine Metallabschirmung zwischen Oszillatorkreis und
Ausgangskreis eingeführt. Da beide (im Gegensatz zum Superhet Empfänger) auf der selben Frequenz laufen, sollte hier auf eine gute Entkopplung geachtet werden. Die Ferritperlen an den Zuleitungen zum Drehkondensator beseitigen eine Schwingungsneigung im VHF Bereich bei ungünstigem Anschluss eines Funktionsgenerators und mehrerer Oszilloskoptastköpfe.

Edit 14.2.2015: Wie Herrn Georg Beckmann richtigerweise aufgefallen ist, fehlt im Schaltplan die Stromversorgung für den Emitterfolger am Ausgang. Weiterhin wurde der Widerstand vor dem Ausgangsfilter von 12kΩ auf 22kΩ erhöht. Damit ergibt sich eine verbesserte Unterdrückung der Oberwellen bei praktisch gleichbleibender Amplitudenkonstanz.

 

Anlagen:

• Schaltplan (korrigiert) (10 KB)

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Nachfolgend der korrigierte Schaltplan. Siehe Edit zum vorherigen Post.

Anlagen:

• Schaltplan (korrigiert) (10 KB)

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Ich habe mich von der Idee mit dem 4053-Modulator inspirieren lassen, dachte aber, wenn man schon drei Schalter zur Verfügung hat kann man damit auch noch gleich den Oszillator aufbauen. Und tatsächlich, ein Experiment zeigt, es funktioniert.

Achtung: Die Schaltung ist nicht für den Einsatz im Alltag geeignet, es fehlt ein Bandpassfilter am Ausgang, das heisst es werden viele Störsignale produziert.

 

Achtung2: Die Versorgungsspannungen am IC sind nicht eingezeichnet, die werden aber selbstverständlch auch benötigt. Pin 8: Masse, Pin 16: 5V. Getestet habe ich die Schaltung mit dem MC14053BCP, ein CD4053 oder 74HC4053 sollte aber ebenso funktionieren.

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