MCS-Tuner

Zu diesem Gerät MCS-Tuner (MOS-Controlled-Superhet) wurden leider keine Unterlagen mehr vom Hersteller FG-Elektronik mitgeliefert, so wie früher beim PLL-Quarz-Digital Tuner von 1976.

Einige Baugruppen wurden aber im 1991er MCS-Gerät wieder verwendet. Die Baugruppen, von denen ich die Schaltbilder und Platinenlayouts habe, stelle ich hier mal vor. Den Rest muß ich noch aufnehmen, wie z.B. das Netzteil...    

 

Quelle: Originalbeschreibungen der Firma F. Grigelat

1. Schaltung des HF-Teils

Bild 2 zeigt das Schaltbild des HF-Eingangsteils. Der Eingangskreis (L 201) dient zur Vorselektion und Anpassung des Antenneneingangs (60 Q, pt 201) an die UKW-Vorstufe T 201. Wegen der niedrigen Rauschzahl und geringen Schwingneigung wurde hier ein Doppelgate-MOSFET vorgesehen. Am Punkt Pt 202 kann eine Regelspannung zugeführt werden; bei einem Spannungshub von + 6V auf — 3V erreicht man eine Abregelung von etwa 50 dB. An sich ist bei einem FM-Empfänger keine Verstärkungsregelung notwendig, je früher die Begrenzung einsetzt, desto besser. Da für die Feldstärke-Anzeige ein Meßinstrument vorgesehen ist, ist der logarithmische Zusammenhang zwischen Antennenspannung und gleichgerichteter ZF erwünscht. Die Regelcharakteristik eines MOSFETs kommt dem recht nahe.
Auf die UKW-Vorstufe folgt ein induktiv gekoppeltes, zweikreisiges Zwischenbandfilter (L 202/L 203). Ebenso wie der Vorkreis wird es mit Hilfe der Kapazitätsdioden (D 201 bis D 203) kapazitiv abgestimmt. Es wurden Doppeldioden eingesetzt, weil ihre Kapazität kaum von der HF-Spannung am Schwingkreis abhängt, was besonders bei hohen Empfangsfeldstärken wichtig ist. Die Mischstufe T 202 ist ebenfalls mit einem Doppelgate-MOSFET bestückt. Von Vorteil ist hierbei, daß Eingangs- und Oszillatorfrequenz an zwei (entkoppelte) Elektroden gelegt wurden, so daß weder Rückwirkungen starker Eingangssignale auf den Oszillator noch die Abstrahlung von Oszillatorleistung über die Antenne zu befürchten sind. Außerdem reagiert eine multiplikative Mischstufe wesentlich unkritischer auf Arbeitspunkt- und Oszillatorspannungs-Än-derungen als ein additiver Mischer.
Die entstehende Zwischenfrequenz wird am Drainkreis (L 205) abgenommen und über einen kapazitiven Spannungsteiler (33 pF/82 pF) dem ZF-Ausgang des Tuners (Pt 203) zugeführt. Der Überlagerungsoszillator (T 203) arbeitet in Drainschaltung mit induktiver Rückkopplung zwischen Gate und Source. Die Abstimmung erfolgt wieder kapazitiv mit Hilfe der Diode D 204. Im Drainkreis kann ein Teil der Oszillatorleistung verhältnismäßig rückwirkungsarm ausgekoppelt und über den Anschlußpunkt Pt 205 dem Rasterteil zugeführt werden.

 

2. Schaltung des ZF-Teils

Die Eigenschaften des ZF-Verstärkers bestimmen maßgebend die Ge­samtqualität des ganzen Hi-Fi-Empfängers. Wie man weiß, besteht das Spektrum eines frequenzmodulierten Signals aus einem breiten Band von Spektrallinien, die nicht nur in ihrer Gesamtheit übertragen, son­dern auch absolut gleichzeitig den Demodulator erreichen müssen. Ne­ben einer ausreichenden Bandbreite muß der ZF-Teil daher auch inner­halb des Übertragungsbereiches konstante Gruppenlaufzeit aufweisen, das heißt der Zusammenhang zwischen Frequenz und Phase von Ein­gangs- und Ausgangssignal soll möglichst linear sein. Dies steht im Widerspruch zur Forderung nach möglichst hoher Selektivität und Trenn­schärfe.

Seit einiger Zeit sind spezielle phasenlineare Quarzfilter mit relativ steilem Dämpfungsverlauf auf dem Markt (Bild 3). Es wurden zwei Filter des Typs TQF-2599 verwendet und noch zusätzlich einige breitbandige LC-Kreise angeordnet, somit lassen sich auch in Bezug auf Trennschär­fe und Weitabselektion gute Ergebnisse erzielen. Von Vorteil ist, daß die Selektionskurve der Quarzfilter nur wenig von der Einstellung der zur Anpassung und Transformation erforderlichen Schwingkreise beein­flußt wird.

Bild 4 zeigt den Schaltplan des ZF-Teils. Der ZF-Ausgang der Misch­stufe (Pt 203) wird mit dem Eingangs-Anschlußpunkt Pt 211 verbunden. Auf das erste Quarzfilter F 211 folgt die Trennstufe l 211 mit dem inte­grierten Differenzverstärker CA 3028; sie steuert über den Anpaßkreis L 211 das zweite Quarzfilter an. Die zweite ZF-Stufe ist mit der ersten identisch, an ihrem Ausgang liegt das kapazitiv gekoppelte und durch Widerstände zusätzlich bedämpfte Bandfilter mit den Spulen L 2127 L 213. Es dient zur Verbesserung der Weitabselektion; die beiden Quarzfilter allein erreichen zusammen nur etwa 70 dB (Bild 4). Die Diode D 211 richtet einen Teil der ZF-Spannung gleich (Pt 212), der Anschluß Pt 213 bildet das Bezugspotential. Hier wird der später zu beschreiben­de Regel- und Anzeigeverstärker angeschlossen.

 

Die nachfolgende integrierte Schaltung l 213 stellt einen sechsstufigen begrenzenden ZF-Verstärker mit Koinzidenzdemodulator dar. Bemerkenswert ist hier, daß statt des sonst üblichen Phasenkreises ein Bandfilter verwendet wird (L 214, L 215). Damit gelingt es, die Demodulations-kennlinie mit zwei zusatzlichen Wendepunkten auszustatten und so eine bessere Annäherung an die ideale Gerade zu erzielen. Dies resultiert in einem niedrigeren Klirrfaktor, besonders bei hohem Frequenzhub.
Bild 5 verdeutlicht diese Verhältnisse. Die Nichtlinearität ist innerhalb ± 100 kHz von der Mittenfrequenz unter 1 % (Bild 6). Der daraus abzuleitende Klirrfaktor liegt bei etwa 0,15%.

Der NF-Ausgang (Stift 8 von l 213) konnte nicht unmittelbar über einen Durchführungskondensator geführt werden, weil der sich dann ergeben­de Tiefpaß (Ri = 2,6 kOhm, C = 2 nF) die hohen Modulationsfrequenzen bereits unzulässig beschneiden würde. Deshalb ist die Stufe mit T 211 als Impedanzwandler vorgesehen. Als HF-Siebkondensator genügen 100 pF an der Basis von T 211. Soll das ZF-Teil nur für Mono-Empfang verwendet werden, so kann dieser Kondensator — auf 15 nF vergrößert — für das Deemphasisglied mitverwendet werden.

 

6. Stereodecoder

6.1    Schaltungsbeschreibung

Aufgabe des Stereodecoders (Bild 19) ist es, aus der demodulierten ZF wieder die beiden NF-Signale (L und R) zu bilden. Frühere Ausführun­gen enthielten zwar nur wenige Transistoren, dafür aber mehrere Schwingkreise und waren schwierig abzugleichen. Das jetzt verwendete IC TCA 4500 arbeitet nach dem PLL-Prinzip. Ab­zugleichen ist nur noch die Oszillator-Frequenz und eine Gegenkopp­lung zur Einstellung der optimalen Übersprechdämpfung. Das IC TCA 4500 ist eine Weiterentwicklung des bekannten Decoder-IC's MC 1310 P. Bei diesem IC treten keine Mischprodukte mit den Fre­quenzen 57 kHz bzw. 114 kHz mehr auf. Dadurch werden Zwitscher­effekte bei Stereo-Empfang, die auf dieses Mischprodukt zurückzufüh­ren wären, vermieden. Außerdem wurde durch das Nachschalten eines keramischen Filters für 38 kHz und eines 19 kHz Filters die Pilotton­unterdrückung wesentlich erhöht. In Bezug auf Kanaltrennung werden ausgezeichnete Werte erreicht.

 

7. Zum Netzteil

Ich bin gerade dabei, die Schaltung des Netzteiles aufzunehmen. Zu diesem Zweck muß ich natürlich mein Radio zerlegen, um von der Leiterplatte das Schaltbild zu erstellen. Es ist aber dennoch sinnvoll, das zu machen, weil die meisten Fehler nach vielen Jahren Betrieb im Netzteil vorzufinden sind. So war es auch beim dem älteren Gerät PLL.Quarz-Digital Tuner von 1976. In diesem Teil waren direkt sechs Elektrolyt Kondensatoren ausgelaufen und getrocknet.

Wonach ich aber auch noch suche, ist die Schaltung des gerasteten Oszillators mit Teiler, der mit dem MOS IC MC6220P von Motorola verwirklicht wurde. Wie ich eingangs sagte, Firma Grigelat hat zu diesem MCS-Tuner keine Schaltunterlagen mehr mitgeliefert. Schade!

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Bernhard Koob, 24.Jun.13

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