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Kathodenfolger mit Verstärkung = 1.0 oder > 1!

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Achim Dassow
 
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01.May.21 11:51

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Liebe Mitglieder, Besucher des RM,

"das ist doch nicht möglich", wird sich hier vielleicht Mancher denken, aber wenn man einmal davon absieht, dass dafür natürlich mehr als nur 1 Triode oder Pentode (wie z.T. auch in konventionellen Schaltungen, z.B. in [11]) erforderlich ist, dann lässt sich sagen: genau das ist doch möglich.
Wie, das hat bereits 1957 James R. McDonald* in seiner Arbeit “Some Augmented Cathode Follower Circuits“ (einige verbesserte Kathodenfolger)  in [1] gezeigt. Nicht nur, dass mit seinen Schaltungen extrem niedrige Ausgangswiderstände erreicht werden, auch die Eingangswiderstände dieser Kathodenfolger sind je nach Schaltung ausserordentlich hoch, die Verzerrungen extrem gering, die Bandbreite sehr gross  und sehr hohe Ausgangsamplituden von mehreren hundert Volt Peak-Peak sind verzerrungsarm machbar. Eigentlich handelt es sich dabei um beinahe Ideale Kathodenfolger, die besonders vorteilhaft als Treiber für "Stromhungrige" Endröhren mit wenig Verstärkung wie z.B. die 6080 oder 6336 (die auch mit Gitterstrom arbeiten können) oder andere, eher für Regelzwecke gedachte Trioden, Tetroden und Pentoden eingesetzt werden können, wo Standard- Treiberschaltungen schlicht versagen oder selbst mit zu hohen Klirrfaktoren zu den Gesamtverzerrungen beitragen. Denn: je geringer die Verzerrungen im Treiber, desto weniger negatives Feedback wird insgesamt erforderlich sein, was der Gesamt- Performance eines Verstärkers zu Gute kommt.
Diese Kathodenfolger sind auch für andere Zwecke sehr gut geeignet: z.B. als Koaxialkabel-Treiber, als Impedanz-Konverter oder als Verstärkerstufen für elektronische Filter.
In diesem Beitrag möchte ich Teile der Originalarbeit vorstellen, aber auch noch einen Schritt weiter gehen und die Kombination mit einer anderen, bereits bekannten Schaltungstechnik vorstellen, die zu noch besseren technischen Daten der Gesamtschaltung führen soll.
Kathodenfolger sind allgemein bekannt als Impedanzwandler und Leistungsverstärker da sie einen hohen Eingangswiderstand mit einem niedrigen Ausgangswiderstand vereinen, zudem sind sie besonders für die Verarbeitung hoher Frequenzen geeignet, was durch verschiedene Publikationen im Laufe der Zeit hervorgehoben wurde u.a. bei [3, 6, 9, 10, 11].
In diesen Publikationen wird jedoch immer auf gewisse Einschränkungen hingewiesen, insbesondere, dass das Verhältnis von Ausgangsspannung zu Eingangsspannung grundsätzlich kleiner als 1 ist. Für eine einzelne Triode oder Pentode als Kathodenfolger trifft das auch zu, wie z.B. in der folgenden, eher konventionellen Schaltung aus [11] von Keithley, die zusätzlich zur Eingangstriode noch einen Treiber (V2, rechts) für die Schirmung benötigt.

Jedoch hat J. R. McDonald gezeigt, dass man eine Verstärkung = 1 oder sogar grösser mit wenig mehr Aufwand realisieren und nebenbei damit die Gesamteigenschaften eines solchen Kathodenfolgers auch noch deutlich verbessern kann. Grund für diesen Aufwand dürfte der Umstand gewesen sein, dass man in den frühen 50iger Jahren nach immer präziseren Verstärkern für Videoanwendungen und Radar-Signal Übertragungseinrichtungen gesucht hat.
McDonald schreibt, dass sein Schaltungskonzept irgendwo zwischen einem gewöhnlichen Kathodenfolger und einem Operationsverstärker (mit integriertem Differenzverstärker) angesiedelt ist, womit eine beinahe untrennbare Verbindung auch zum Operationsverstärker existiert.
Ein unveränderter gewöhnlicher Kathodenfolger hat einen relativ hohen Eingangswiderstand, ein unbelastetes Eingangs- zu AusgangsspannungsVerhältnis von < 0.98, einen akzeptablen Eingangs- zu Ausgangs- Gleichspannungs-Offset (solange mu gross genug ist), einen ausreichend weiten Dynamikbereich, eine Ausgangsimpedanz im Bereich von mehreren hundert Ohm und einen Übertragungsbandbreite bis in den MHz-Bereich.

Auf der anderen Seite hat ein (rückgekoppelter) Operations-verstärker eine AC- und DC-Ver-stärkung von annähernd = 1 oder grösser, sehr wenig Verzerrungen, einen Ausgangswiderstand von wenigen Ohm oder weniger und eine Bandbreite von einigen bis einigen hundert kHz.

Der PACFD
Zunächst verweist McDonald auf einen etwas früher vorgestellten [2] "parallel verbesserten Kathodenfolger Treiber" (parallel augmented cathode follower driver oder PACFD), der als Gitter-Treiber für hochwertige Audioverstärker entwickelt wurde. Diese Schaltung in Fig.1 ist komplexer als gewöhnliche Kathodenfolger, hat aber einen Ausgangswiderstand von nur 5.6Ω und ein Input-Output Übertragungsverhältnis von 0.986 und kann dabei einen positiven Treiberstrom von bis zu 200mA ohne grosse Verzerrungen liefern.

Die Tabelle 1 [links] zeigt die Formeln für die Berechnung des Über- tragungsverhältnisses G  und den Ausgangs-widerstand für diese und die weiteren, noch behandelten Schaltungen.

 

 

 


Die arithmetischen Verstärkungsziffern g1 und g2 die in diesen Formeln erscheinen, sind:

wobei mu' = mu+1, die Indexe beziehen sich auf die Röhren V1 und V2 und die Belastung von V3 an V2 wird ignoriert, für gewöhnlich eine gute Annäherung.
 

Der ACF-1
Der PACFD von Fig. 1 ist kein optimales Design, was die Anzahl verwendeter Röhrensysteme und den DC-Offset betrifft. Die Schaltung kann vereinfacht und gleichzeitig verbessert werden, wie in Fig. 2 gezeigt wird.

Dabei wird auf den direkten Signalpfad durch V4 (in Fig. 1) verzichtet und V4 weggelassen oder parallel zu V3 verwendet. Die resultierende Schaltung mit den zwei parallelen 5687 Sektionen kann genauso viel positiven Strom abgeben wie der PACFD und kann nebenbei auch noch durch Verändern von z.B. RL oder RK so eingestellt werden, dass kein DC-Offset mehr zwischen Eingang und Ausgang existiert. Die Schaltung in Fig. 2 mit nur einem System für V3 wird nun als ACF-1 bezeichnet. Wie Tabelle 1 zeigt, sind die technischen Daten nur wenig von denen des PACFD abweichend (Rout = 5 – 6 Ohm), wenn die Bauteilwerte von Fig. 2 verwendet werden. Die Schaltung ist nicht besonders neu (anm.: aber aufgrund des verwendeten Differenzverstärkers doch anders als in [3]), sie wurde bereits für frequenzselektive Verstärker [3] verwendet, wobei das frequenzbestimmende Netzwerk zwischen Kathode von V3 und Gitter von V2 eingefügt wurde.

Der ACF-1 hat ein  Input-Output Übertragungs-verhältnis G von etwas kleiner als 1, wenn er wie in Fig. 2 (oben) verwendet wird. Die Schaltung kann leicht so angepasst werden, dass eine Verstärkung von genau 1 erzielt wird oder darüber bis fast zur Verstärkung g1 (siehe Formel weiter oben).
Am einfachsten erreicht man dies durch einen nach unten angezapften (oder geteilten) Kathodenwiderstand an Rk3, wie in Fig. 3 (rechts) gezeigt.
Das entspricht einem Rückgang von g2 bei konstantem g1.
Wie Tabelle 1 zeigt, steigt dadurch der Ausgangs-widerstand an, wobei, solange die Verstärkung nicht grösser als 10 wird, der Ausgangswiderstand noch relativ niedrig bleibt und noch keine Phasenumkehr auftreten kann (Phase- Inversion). Diese Eigenschaften machen den ACF-1 sehr geeignet als das aktive Element in RC-Filtern. Zu beachten ist, dass wenn das Teilverhältnis am Rk3 in Richtung grosser Verstärkung geht, eine Nachjustierung des Gitterspannungsteilers von V3 erforderlich werden kann. Das gilt auch bei Verwendung anderer Röhren als der 5687 an Stelle von V3. Ebenso kann die Ruhespannung am Ausgang von der des Eingangs wahrnehmbar abweichen, was aber häufig ohne weitere Konsequenzen ist, bei AC-Kopplung zum Gitter von V3 kann diese eliminiert werden.
Anmerkung: hier ist im Gegensatz zur Originalschaltung ein vom Kathodenwiderstand unabhängiger Gitterspannungsteiler mit Fusspunkt an Masse sehr hilfreich.
Der ACF-1 wurde für den Einsatz in einem Aktiven Filter [4, 5] entwickelt, wo das Transfer-Verhältnis zwischen Eingang und Ausgang möglichst unabhängig von Veränderungen der Versorgungsspannung sein soll und wo Verstärkungen etwas grösser als 1 benötigt werden, bei gleichzeitig geringem Ausgangswiderstand. Der Ausgangswiderstand ro für ein minimum G wurde unter Verwendung einer 12AX7 als Eingangsstufe und einer 12BZ7 im Ausgang mit 4.75Ω gemessen. Eine Hälfte einer 12BZ7 entpricht etwa 2 parallelen Hälften einer 12AX7. Mit einer 12AT7 anstelle der 12BZ7 steigt Rout auf 7.75Ω bei niedrigen Frequenzen an. Das  Übertragungsverhältnis kann mit dem Potentiometer zwischen 0.97 und 1.07 variiert werden und bleibt bis auf 0.1% stabil bei Versorgungsspannungs Schwankungen von +/- 10%.

Der ACF-2
Die beiden Schaltungen von Fig. 2 und Fig. 3 können immer noch deutlich verbessert werden, obwohl sie bereits für viele Zwecke einsetzbar sind. Obwohl ihr Dynamikbereich relativ gross ist, wird dieser doch durch die angelegte Ruhespannung ohne Überschreitung der Röhrengrenzwerte und die Höhe der negativen Versorgungsspannung begrenzt. Ausserdem ist die Haupt-Feedback Schleife nicht sehr effektiv, betreffend die nichtlinearen Verzerrungen des Kathodenfolgers V1, trotz der inherenten Gegenkopplung in V1 selbst. Deshalb wird die resultierende Verzerrung immer von denen der Röhre V1 geprägt sein.Deswegen soll ein erster Schritt die weitere Reduktion der Verzerrungen von Röhre V1 sein. Zunächst kann man Rk1 durch eine Konstantstromquelle ersetzen, was hilft, den virtuellen Kathodenwiderstand von V1 und V2 deutlich zu vergössern und den Dynamikbereich weiter zu vergrössern, insbesondere für negative Signale. Der nächste Schritt, um Verzerrungen weiter zu reduzieren, ohne die Spannungsgrenze von V1 von 300Volt zu überschreiten, besteht im Mitsteuern der Anodenspannung von V1, wie in Fig.4 gezeigt. Dieser Trick wird auch in [6] für eine andere Anwendung genutzt, um einen quasi beinahe unendlichen Eingangswiderstand zu erzeugen.
Diese Schaltung wird als ACF-2 bezeichnet. Um das Feedback bis in den DC-Bereich zu erweitern, werden nun zwei 100V-Zenerdioden in Serie anstelle des oberen Gitterspannungs Teilerwiderstands verwendet. Im Unterschied zur vorherigen Schaltung ist neben V5 nun auch noch Röhre V4 als Anoden-Treiber für die Röhre V1 eingesetzt, um die Anodenspannung von V1 mit der Eingangsspannung plus deren Anodenspannung “mitlaufen“ zu lassen. Damit werden die Arbeitsbedingungen von V1 virtuell unabhängig von der Eingangsspannung der Schaltung, solange nicht irgendeine der beteiligten Röhren unter- oder übersteuert wird. Durch den Signalpfad von V1 über V2 nach V3 vom Eingang zum Ausgang erhält man so ein quasi unverzerrtes Ausganssignal. Durch die gezeigte Anordnung steigen nun die Anodenspannungen der Röhren V1, V2, V3 gleichzeitig um denselben Betrag, solange V4 nicht in die Sättigung getrieben wird. Dadurch erhält man einen sehr weiten, unverzerrten Arbeitsbereich der Ausgangsspannungen, ohne die Grenzwerte der Röhren zu überschreiten. Bemerkenswert, dass dies mit nur 2 ½  Doppeltrioden erreicht werden kann. Bei der Schaltung von Fig.4  wurde ein Ausgangswiderstand von nur 3Ω gemessen, die -3dB Bandbreite überschreitet 10MHz, wenn der Eingang geschirmt wird und der Schirm dabei mit dem Ausgang verbunden ist. Eingangskapazitäten durch Koaxialkabel können so eliminiert werden, bei einer Verstärkung >1 kann man damit sogar negative Eingangskapazitäten erzeugen, was sich unter bestimmten Bedingungen als sehr hilfreich erweisen kann (Kompensation der Ausgangskapazität der vorangehenden Stufe).
Gleichzeitig ist natürlich auf ggfs. negative Eingangskapazitäten zu achten, da sie in ungünstigen Konstellationen auch zu unerwünschten Schwingungen führen können.

Die Fig. 5 zeigt die ausserordentliche Linearität der Schaltung von Fig.4, die, je nach Anzahl verwendeter Zenerdioden (1 oder 2) sich über einen Bereich von 580V bis 630V erstreckt , je nach der Grösse des Rk5 von 20KΩ bis 13 KΩ (bei 1 Zenerdiode) oder bis zu 657V bei 2 Zenerdioden.

Mit Rk5 = 20KΩ kam es erst bei Eingangs-spannungen >206Vrms zum Clipping, das entspricht 583Vpkpk. Bereits die Schaltung nach Fig. 4 zeigte einen sehr hohen Eingangswiderstand von 2x109 Ω bei +100V Eingangsspannung und von 4x1010 Ω bei -100V Eingangsspannung. Durch Abgleich von Rk5, so daß das Gitter von V1 bei freiem Eingang bei etwa 0V floatet, lässt sich der Eingangswiderstand weiter erhöhen, gemessen wurden dann bei +100V resp. -100V Werte von 1.6x1010Ω resp. 7x1010Ω. Das gilt vergleichbar auch bei Verwendung von nur 1 Zenerdiode. Durch einen zusätzlichen Widerstand Rs, wie beim ACF-3 (Fig.9) gezeigt, kann der Eingangswiderstand noch weiter in die Höhe bis fast 1012Ω getrieben werden, wobei aber der Ruhepunkt bei offenem Eingang zunehmend instabil werden kann.
Die nichtlinearen Verzerrungen sind, wie Fig. 6 weiter unten zeigt, extrem gering und nehmen bis zum Erreichen der Clipping-Points nur moderat zu.

Die Messungen wurden mit einer Brückenschaltung durchgeführt, um Messfehler so klein wie möglich zu halten. Zum Vergleich wurden in Fig. 7 noch die Verzerrungen gewöhnlicher Kathodenfolger relativ zu denen des ACF-2 in Abhängigkeit von der Last dargestellt.

Zu beachten ist zusätzlich beim ACF-2 dass die beiden Röhren V1 und V2 an der Anode gleichphasige Signalspannungen zeigen!

Der ACF-3
Zuletzt in Fig. 9 ist eine vereinfachte Schaltung gezeigt, die mit nur 2 Doppeltrioden auskommt, dafür aber einen höheren Ausgangswiderstand von mehreren hundert Ohm hat und mit einer Verstärkung von genau 1 daherkommt.
Hierbei geht es hauptsächlich um die Erzielung eines extrem grossen Frequenzbereichs von bis zu mehreren 10MHz. Da die Verstärkung mit Hilfe des Widerstands Rs auf genau 1 eingestellt werden kann und weil mit Ro der Offset auf 0 gebracht werden kann, ist der Grid-Bias von V1 praktisch unabhängig von der Höhe der Signalspannung. Wie auch beim ACF-2 kann mit Hilfe der Widerstände Rs, Ro und Rk5 dafür gesorgt werden, dass die Ausgangsspannung gleich 0 ist wenn der Eingang floatet oder mit 0V verbunden wird, wobei  ein sehr hoher Eingangs-widerstand von bis zu 1012 Ω erreicht werden kann.

 

Bezogen auf den extrem kleinen Klirrfaktor, der in Fig. 6 für den ACF-2 (unten) gezeigt wird, können die Werte je nach Signalspannungs-amplitude bis auf 0.0001% (!) herunter gehen.


Zum Vergleich wird der um Grössenordnungen höhere Klirrfaktor eines konventionellen Kathodenfolgers (CF, Bild rechts) parallel dazu gezeigt. Auch unter Belastung ist der ACF-2 einem ge-wöhnlichen Kathodenfolger bei weitem überlegen.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Da der ACF-1 mit relativ wenigen Bauelementen auskommt, habe ich mit grossem Interesse eine Simulation des ACF-1 durchgeführt, um herauszufinden, ob auch andere Röhren für diese Schaltung verwendet werden können (Bild unten).

Dabei bestätigte sich, dass auch mit der 12AT7 / ECC81 noch sehr gute Ergebnisse erzielt werden können, was zeigt, wie genial und universell diese Schaltung eigentlich ist. Der ACF-1 hat einen nicht so grossen Dynamikbereich wie der ACF-2, was aber bei manchen Anwendungen von geringerer Bedeutung sein dürfte, da hier i.d.R. weniger hohe Signalspannungen zum Einsatz kommen. Daher habe ich zwei verschiedene Konstellationen ausprobiert, einmal mit der ECC81 bei +/- 250V Betriebsspannung und mit ca. 150Vpkpk maximaler Ausgangsspannung, eine weitere Schaltung wurde mit der ECC88 bei nur +/- 150V Betriebsspannung simuliert. Beide Schaltungen wurden von mir gleich mit dem unter [6] genannten Trick erweitert, welcher dafür sorgt, dass der Eingangsstrom in den einstelligen Nanoampere-Bereich zurückgeht, was gleichbedeutend mit einem sehr hohen Eingangswiderstand >>1 GΩ ist. Allerdings bedarf es, solange man eine Bandbreite von nur bis ca. 10Hz herunter haben möchte, auch eines viel geringeren Aufwands, um diesen hohen Eingangswiderstand zu erzielen (Koppel-C zur Potenzialtrennung). C2 und R11 koppeln dazu einen Teil der Ausgangsspannung (ca. 20%) an die Anode der Röhre U1 (entspr. V1), so dass deren Anode-Kathode Spannungsdifferenz, gemessen mit dem differentiellen Voltmeter E3 trotz Signalspannung annähernd konstant bleibt, E1, E2, E4 dienen ausserdem zur Überwachung anderer Spannungen. Mit C2 / R11 und einer Verstärkung >1 kann man die Anodenspannung von U1 auch so einstellen, dass deren Eingangskapazität negativ wird, um so die Ausgangskapazität der vorangehenden Stufe zu neutralisieren, was insgesamt für eine höhere Grenzfrequenz sorgen kann.
Anstelle der Triode U4 ist auch eine (Leistungs-) Pentode denkbar, da diese ja nur als Spannungsfolger arbeitet. Der AC-gekoppelte Spannungsteiler R7 / R4 ist so gewählt, dass dieser Kathodenfolger eine Spannungsverstärkung von genau 2,2 hat. Dabei wird der DC-Ruhepegel des Ausgangs getrennt über R10 an das Gitter von U2 gelegt, da sonst der DC-Ausgangspegel durch den Teiler R7 / R14 dejustiert würde.
Wenn man in der Differenzverstärkerstufe statt der ECC81 die ECC83 verwendet, kann die Rückkopplung durch C2 / R11 auch hochohmiger gemacht werden, um wiederum einen hochohmigen Eingang zu erzielen. Bemerkenswert ist auch, dass alle 3 Trioden mit ihren Heizungen auf praktisch gleichem DC-Ruhepotenzial liegen und daher aus der gleichen Heizspannungsquelle versorgt werden können. Die Rückkopplung mit C2 / R11 ist allerdings nicht geeignet für den Einsatz eines Filters mit Feedback vom Ausgang zum Eingang.
Eine weitere Möglichkeit, die Schaltung noch niederohmiger (nicht nur bei positiven, sondern auch bei negativen Signal-Exkursionen) zu machen ist die prinzipielle Einbindung des White-Kathodenfolgers (White Cathode-follower, kurz WCF) [8]. Im folgenden Bild ist die Simulationsschaltung um die Kathodenseitige Triode im Ausgang erweitert, wozu es natürlich auch den unvermeidlichen Anodenwiderstand R12 braucht, der als Folge den Ausgangswiderstand der oberen Triode etwas erhöht. Diese Schaltung kommt mit +/- 150V Betriebsspannung an den Ausgangstrioden aus, was in der Praxis relativ leicht zu realisieren sein sollte, zudem könnten hier Spannungsstabilisatoren z.B. 150C2 verwendet werden, um die Verstärkung nicht nur wenig, sondern gleich völlig unabhängig von Versorgungsspannungs- Schwankungen zu machen.

Auch hier habe ich diverse differentielle Voltmeter (E1 bis E8) in die Simulation mit eingebaut, um die Betriebsverhältnisse der vier Trioden zu überwachen und richtig zu justieren. Die teilweise automatisierten Messungen in LTspice ergaben für Audiozwecke hervorragende Performance-Daten wie folgt: Gain = 2.198, Rout = 8.5Ω, Ri > 1GΩ, -3dB Bandbreite: 2.6Hz – 800kHz, +/- 50° Phase von 7Hz bis 450 kHz, +/- 30° Phase von 12Hz bis 450kHz.
Der Klirrfaktor beträgt bei 10kΩ Last und 110Vpkpk Ausgangsamplitude 0.235% und sinkt bei 100Vpkpk auf nur noch 0.15% weiter ab.
Der Anodenwiderstand R12 ist hier mit 3.9kΩ am wirkungsvollsten bei niederohmigen Lasten jedoch ist der optimale Wert lastabhängig bzw. von der gewünschten Ausgangsspannung abhängig, was den White Kathodenfolger in seiner Brauchbarkeit etwas einschränkt.
Durch andere Röhrentypen, andere Betriebsspannungen und Anpassung der Widerstandsteiler lassen sich die Werte noch weiter verbessern. Eine Simulation mit zwei PCF84 anstelle der ECC88 ergab recht gute Ergebnisse.
Eine speziell weiter modifizierte ACF-2 Version mit aktiver Stromsenke an U1 / U2 und einer anderen aktiven Ansteuerung der unteren Ausgangstriode U3 (kein WCF mehr!) brachte es in der Simulation auf eine Bandbreite von >10MHz bei voller Belastung !

Ausgangswiderstand:
Rout wurde durch Vergleich mit einer auf gleiche RMS-Ausgangsspannung eingestellte Spannungsquelle ermittelt, deren Innenwiderstand (R18, siehe Bild oben) so abgeglichen wurde, dass dabei der gleiche Spannungsrückgang bei einem Wechsel von 10GΩ Ausgangslast auf nur 10KΩ herauskam.
Dabei ergab sich bei einem Vergleichstest ein Ausgangswiderstand von nur 8.5Ω was durchaus als niederohmig bezeichnet werden kann. Dieser Wert wird allerdings nur innerhalb des zulässigen Arbeitsstrombereichs der Ausgangsstufe erreicht.

Eingangswiderstand:
Der Eingangswiderstand wurde ermittelt durch Teilung der RMS- Eingangsspannung durch den RMS-Eingangsstrom und fiel deutlich grösser als 1GΩ aus, was als Last vorangehender Stufen praktisch vernachlässigt werden kann. Bei einer Verstärkung von 2.2 würde eine vom Ausgang angetriebene Schirmung des Eingangs wahrscheinlich eine negative Eingangskapazität erzeugen, daher ist diese Schirmung nicht oder nur in besonderen Fällen zu empfehlen.
Die Spannungsmessungen an diversen Punkten zeigt die Grafik (unten), gut zu erkennen, U1 arbeitet praktisch mit konstanter Anoden-Kathoden Spannung, was die Linearität enorm verbessert.
Besonderheit: Die Anodenspannungen von U1 und U2 sind bei dieser Schaltungstechnik "In Phase" im Gegensatz zum normalen Differenzverstärker, wo sie in Antiphase sind. Auch die Kathode von U1/U2 liegt hier nicht auf einem konstanten Niveau, sondern folgt der Gitterspannung von U1.


Die (In-Phase-) AC-Restspannung an der Anode von U1 (V(u1), rot) hilft, bei hohen Eingangsamplituden den Eingangswiderstand durch Rückwirkung auf das Gitter zu optimieren. Ebenfalls zu erkennen sind die Anodenströme von U1 und U2, die, wie auch diejenigen der Ausgangsröhren in Antiphase sind, während die Anodenspannungen von U1 und U2 im Gegensatz zu normalen Differenzverstärkern In-Phase sind, während sie bei Weglassen von R11 wieder in Antiphase arbeiten. Die (normalerweise) Antiphase der Anodenspannung von U1 relativ zum Gitter ist also der Grund für einen niedrigeren Eingangswiderstand und natürlich auch eine höhere Eingangskapazität. Das wurde auch in [6] erläutert. Zum Vergleich hier die Spannungen von U1a-k (V(u1), rot) und U2a-k (V(u2), grün)in einer Messung ohne R11:

Hier sind tatsächlich die beiden zuvor genannten Spannungen in Antiphase, wobei die Spannung an U1 diesmal auch noch deutlich grösser ist als jene an U2. Der Minimalwert von U1 ist für die ECC81 bereits zu niedrig, weswegen auch noch der Querstrom durch U1 und U2 erhöht werden müsste.

Linearität:
Da wie in der gezeigten Simulation bei Verstärkung = 2.2 auf einen Teil der Gegenkopplung verzichtet werden musste, fällt in diesem Fall die Linearität etwas weniger günstig aus. Beste Ergebnisse lassen sich natürlich mit Uein = Uaus erzielen, wobei auch der Innenwiderstand des Ausgangs noch etwas sinkt (und gleichzeitig der Eingangswiderstand evtl. geringer ausfällt).

Die Linearität des ACF-1 in der Variation mit WCF ist am grössten, wenn die mittleren Anodenspannungen von U1 und U2 annähernd gleich sind, dabei sind Unterschreitungen der minimalen Anodenspannung von U1 und U2 bei maximaler Aussteuerung und durch richtige Auswahl von Anodenwiderständen und Querstrom zu vermeiden. Gleiches gilt sinngemäss für Anodenspannung und -Strom der Ausgangsröhren. Bei der Justage helfen die zuvor erwähnten differentiellen Voltmeter E1 bis E8, die Spannungen symmetrisch einzustellen.
Eine weitere Verbesserung bestünde in der Nutzung einer aktiven Stromquelle als Kathodenwiderstand von U1 / U2 wie auch im ACF-2, allerdings wird dabei die Compliance (Ausgangsspannungsbereich) dieser Stromquelle darüber entscheiden, wie gross der nutzbare Signalspannungsbereich letztlich wird.
Denkbar wäre auch die Nutzung von Pentoden als Ausgangsröhren, um so einen grösseren nutzbaren Ausgangsspannungsbereich und ggfs. mehr Ausgangsleistung zu erzielen. Damit schliesst sich der Kreis auch zu den bereits beschriebenen PPP-Endstufen, für welche dieser Kathodenfolger sicherlich auch eine interessante schaltungstechnische Alternative als Treiber sein dürfte, insbesondere dann, wenn die Endstufe auch mit Gitterstrom arbeiten soll.

Allen "Angefressenen" wünsche ich viel Erfolg beim Ausprobieren in der Simulation oder auch beim realen Testen und alle Anderen hatten hoffentlich gute Unterhaltung.

Gruß
Achim

Nachtrag:
Es hat sich bei der Schaltung mit den ECC88 gezeigt, solange positive UND negative Versorgungsspannung verwendet werden, daß es besser ist, entgegen dem Originalschaltbild den Spannungsteiler R7 / R4 mit seinem Fusspunkt auf GND, statt auf -150V zu legen, das verringert Probleme mit dem DC-Offset am Ausgang.
Bei der Schaltung mit den ECC81 wird ein vom Kathodenwiderstand der Ausgangsröhre U4 unabhängiger (etwas hochohmigerer) Spannungsteiler gegen GND den Kondensator C3 überflüssig machen, was die untere Grenzfrequenz weiter absenken hilft.


*James Ross McDonald, geboren 27.02.1923, studierte am Williams College und später am MIT, wo er 1947 mit dem Master in Electronic Engineering abschloss. Oxford zeichnete ihn 1950 mit einem D. Phil aus und 1967 mit einem D. Sc. Grad.
1953 begann er bei Texas Instruments (TI) mit seiner Arbeit als Director Physics Research, wurde zum Director Central Research Laboratories, zum Vice President Corporate Research and Engineering und schliesslich zum Vice President Corporate Research and Development. Während seiner Arbeit bei TI publizierte er über 175 wissenschaftlich technische Artikel.
Er gewann zahlreiche Preise und Auszeichnungen, siehe auch unter www_jrossmacdonald_com (_ durch . ersetzen).

Literaturhinweise:

[1] MacDonald, J. R. "Active-Error Feedback and Its Application To A Specific Driver Circuit," PROCEEDINGS OF THE IRE, Vol. 43 (J uly, 1955), pp. 808-813.

[2] MacDonald, F. R. "A Multi-Loop Self-Balancing Power Amplifier," IRE TRANSACTIONS, Vol. AU-3 (July-August, 1955), pp. 92-107.

[3] Valley and Wallman, “Vacuum Tube Amplifiers“, McGraw-Hill, 1st Ed., 1948, pp. 403.

[4] Sallen, R. P. and Key, E. L. "A Practical Method of Designing RC Active Filters," IRE TRANSACTIONS, Vol. CT-2 (March, 1955), pp. 74-85

[5] Margolis, S. G. "On the Design of Active Filters With Butterworth Characteristics," IRE TRANSACTIONS, Vol. Ct-3 (September, 1956), p. 202.

[6] Macdonald, J. R. "An AC Cathode Follower Circuit of Very High Input Impedance," Review of Scientific Instrumentation, Vol. 25 (February, 1954), pp. 144-147

[8] Melvin Brown, “Transient Analysis of the White Cathode Follower“, The Review of Scientific Instruments, Vol. 31 No. 4, April 1960, pp. 403-409

[9] Harold Goldberg, "Some Considerations Concerning the Internal Impedance of the Cathode Follower", Proceedings of the I.R.E., Vol. No. , November 1945, pp. 778-782

[10] Philip L. Read, "Ultralinear Cathode Follower", The Review of Scientific Instruments, Vol. 31 No.9, September 1960, pp. 949

[11] J. F. Keithley, "Stabilized Decade Gain Isolation Amplifier", Electronics Vol. 22 No. 4, April 1949, pp. 98-100

This article was edited 01.May.21 18:02 by Achim Dassow .

  
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