Klirrarmer Oszillator

ID: 149926
Klirrarmer Oszillator 
28.Sep.07 22:53

Dietmar Rudolph † 6.1.22 (D)
Beiträge: 2492
Anzahl Danke: 25
Dietmar Rudolph † 6.1.22

In den verschiedenen Projekten über Röhren-Modulatoren für Lang- und Mittelwelle werden Oszillatorschaltungen eingesetzt, wie sie in den allermeisten Lehrbüchern beschrieben sind.
Als Beispiel sei der Meißner-Oszillator betrachtet, der in der Anode (einer Triode) einen Schwingkreis hat mit einer Rückkopplungsspule, die über eine RC-Kombination an das Gitter angeschlossen ist. Die Katode der Röhre liegt dabei direkt auf Masse.
Mit einer solchen Oszillatorschaltung läßt sich (bei geeigneter Dimensionierung) HF-Leistung erzeugen, aber die Kurvenform der Schwingung weicht mehr oder weniger stark von der idealen Cosinus-Form ab. Damit erzeugt ein solcher Oszillator Oberschwingungen, die aber z.B. in der o.g. Anwendung nicht erwünscht sind und deshalb ausgefiltert werden müssen.

Ideal für diese Anwendung wäre also ein Oszillator, der direkt eine saubere Cosinus-Schwingung erzeugt und bei dem deshalb die Oberschwingungen gut unterdrückt sind.

Auch dafür findet man in den üblichen Lehrbüchern eine Lösung: den RC-Oszillator. Leider ist der nicht frequenz-stabil. Ganz neu sind auch die digitalen Synthesizer, die die Bedingungen an Klirrfreiheit erfüllen - aber so richtig passen diese nicht zu alten Radios.

Eine Lösung des Problems in Röhrentechnik findet sich (nur) bei Frederick Emmons Terman und da in allen seinen Büchern, allerdings in unterschiedlicher Ausführlichkeit. Hier wird das entsprechende Kapitel aus seinem Buch "F.E. Terman, Measurements in Radio Engineering, 1st ed., McGraw Hill, 1935" vorgestellt. Im Kapitel 12 "Laboratory Oscillators" beschreibt er die entsprechende Schaltung.

Resistance-stabilized Oscillators.-

The resistance-stabilized oscillator is widely used for the generation of audio and low radio frequencies. Typical circuit arrangements are shown in Fig. 147 [Fig. 12-7 from 2nd ed.] and are seen to be conventional oscillator circuits with the addition of a "feed-back" resistance located between the plate of the oscillator tube and the tuned circuit.

This feed-back resistance must be high compared with the plate resistance of the tube and has two primary functions. First, it makes the resistance which the tuned circuit sees when looking toward the plate substantially independent of the electrode voltages; and, second, it provides a means for limiting the amplitude of oscillations to the straightline part of the tube characteristic.

The tube in a resistance-stabilized oscillator is adjusted to operate as a Class A amplifier, and the feed-back resistance is made so high that oscillations are just barely able to start. Under these conditions, oscillations start with minute amplitude and build up until there is grid current, which introduces additional losses that increase rapidly with further increase in amplitude. If the feed-back resistance is so high that oscillations are barely able to exist with no grid loss, an equilibrium will be reached at an amplitude which drives the grid only a few volts positive. It will be noted that a fixed grid bias such as obtained from a biasing resistance is necessary, and that the grid-leak bias arrangement commonly used with power oscillators is not permissible.

The wave form is determined by the linearity of the tube's dynamic characteristic over the range of voltage which the oscillations apply to the grid. It is apparent that for good wave form the tube when considered as an amplifier must be so adjusted that it will amplify without distortion an alternating-current voltage on the grid having a crest value slightly greater than the grid bias. This means that the oscillator tube should be operated at a grid bias that is slightly less than the bias that would be used for Class A amplifier operation at the same plate voltage.

Best results are obtained when attention is paid to certain circuit details. The circuit proportions should be such that the feed-back resistance required is at least twice, and preferably over five times, the plate resistance. The blocking condenser in series with the feed-back resistance must have a low reactance compared with this resistance in order to avoid phase shifts, while the shunt-feed choke should have a reactance that is high compared with the plate resistance of the tube for the same reason. The frequency stability is also helped greatly by making the coupling between plate and grid coils as close as possible. Two possible methods of connecting a buffer tube are shown in Fig. 148. The arrangement at Fig. 148a is usually preferred because it gives the best wave form, although the circuit of Fig. 148b has the advantage of developing greater output voltage.

The most satisfactory tubes for resistance-stabilized oscillators are those having amplification factors in the range of 4.5 to 8, together with the highest possible mutual conductance. With such tubes, the grid and plate coils should have approximately unity turn ratio.

Design of Resistance-stabilized Oscillators.-

When the characteristics of the resonant circuit are known, it is possible to lay out a resistance stabilized oscillator on paper and predict accurately the amplitude of oscillations and the circuit conditions required for proper operation. For example, assume that it is desired to set up an oscillator employing a tuned circuit that develops a parallel-resonant impedance between plate and filament taps of 50,000 ohms. Assume further that the ratio between plate and grid coils is 1 to 1, that a Type 89 tube operated as a Class A triode amplifier is to be employed, and that an amplitude of oscillations of 10 volts crest is desired. The first step is to select a grid bias that will be 2 to 3 volts less than the crest amplitude, so that 7.5 volts bias will be satisfactory. The plate voltage is now chosen so that the operating region is located on a straight-line part of the tube characteristic. This calls for the highest plate voltage that will not give excessive plate current with the grid bias, which for this case is about 110 volts.

The feed-back resistance that will just barely enable oscillations to start has a value such that, when 1 volt is applied to the grid of the tube, exactly 1 volt will be developed across the tuned circuit by amplifier operation. If the impedance of the shunt-feed choke is very high compared with the plate resistance of the tube, the feed-back resistance at which oscillations will just start is given by the formula

Starting feed-back resistance = RL(μ - 1) - Rp                      (59)

where Rp is the plate resistance of the tube, RL the load resistance offered by the tuned circuit, and μ the amplification factor of the tube. In the case at hand RL = 50,000 Ω, while reference to a tube chart shows μ = 4.7 and Rp = 3000 Ω. The critical feed-back resistance hence works out to be 182,000 ohms, and the value actually employed should be 5 to 15 per cent less, or roughly 165,000 ohms. In practice the resistance is usually adjusted experimentally by setting it at a value about 10 per cent less than that at which oscillations start, but calculations such as have been outlined are of considerable aid in establishing the limiting values that will be needed.

From Eq. (59) it will be noted that the feed-back resistance that is required will be nearly proportional to the tuned-circuit resistance RL, and this fixes limits to the allowable L/C ratio in the tuned circuit since RL is proportional to sqrt(L/C) when the circuit Q is constant. It is undesirable to use feed-back resistances higher than about 500,000 ohms at audio frequencies, and higher than 50,000 to 100,000 ohms at the lower radio frequencies. At the same time, the L/C ratio must not be too low, since it is desirable that the feed-back resistance be at least twice, and preferably over five times, the plate resistance of the tube. The most suitable values of tuned-circuit resistance are in the range 10,000 to 50,000 ohms.

A complete circuit diagram of a resistance-stabilized oscillator for generating audio and carrier frequencies to be used in laboratory measurements is shown in Fig. 149. Continuous variation of frequency is obtainable by using a continuously variable tuning condenser consisting of a decade condenser supplemented by a variable air condenser to interpolate between the smallest steps, together with provision for switching various coils in and out of the circuit. The feedback resistance can be a tapped or adjustable commercial wire-wound resistance arranged with a tap switch so that the feed-back resistance can be varied in increments of about 10 per cent. The proper setting of the feedback resistance will depend upon the frequency and can be given on the frequency-calibration chart.

The resistance-stabilized oscillator is the most satisfactory type of tuned circuit oscillator available for generating audio frequencies in the laboratory. The amplitude of oscillations is constant over the entire frequency band (assuming the feed-back resistance is readjusted as necessary), the wave form is practically perfect except for distortion that may be introduced by the output amplifier, and the frequency is practically independent of tube voltages and tube replacements. Resistance-stabilized oscillators are also simple to build and easy to adjust. They are used primarily for audio and carrier frequencies and can be employed up to 100 to 200 kc. At frequencies higher than this, stray capacities tend to by-pass the feed-back resistance and thereby nullify the advantages of the circuit.

Ein Aufbau mit einem System einer ECC82 entsprechend zu Fig. 12-7 für den Oszillator mit Katodenwiderstand RK=1kΩ, Rf=220kΩ, Cb=250pF, Dr=1mH und einem ZF-Schwingkreis aus einem Transistor-Radio mit Übersetzungsverhältnis 3:1 lieferte mit Ub=85V eine sehr saubere Cosinus-Spannung.  Das Ergebnis änderte sich praktisch nicht, wenn das System der ECC82 durch das C-System der ECH84 ersetzt wurde. Das gemessene Spektrum ist im folgenden Bild zu sehen.

Wie man erkennt, ist bereits die erste Oberschwingung um 30 dB gedämpft und die zweite um 60 dB. Die restlichen sind mehr als 50 dB gedämpft.
Die Konzeption von Terman ist also sehr gut brauchbar. Seltsam nur, daß sie von keinem anderen Autor "abgekupfert" wurde.


Für diesen Post bedanken, weil hilfreich und/oder fachlich fundiert.

Klirrarmer Oszillator 
29.Sep.07 00:18

Wesselin Tzenow † 25.5.10 (D)
Beiträge: 58
Anzahl Danke: 15

Hallo, Herr Rudolf,

Die von Ihnen beschriebene Schaltung ist tatsächlich wenig bekannt,wahrscheinlich haben die zusätzliche Einstellelemete das "Nachkupfern" verhindert.Das Geheimniß der guten Oberwellenuterdrückung liegt aber an der "Entnahmepunkt",der Widerstand stabilisiert nur die Amplitudengang, und die damit verbundenen,Nichtlinearitäten,wobei die Meißner - Schaltung an sich eine vegleichsweise gute Konstanz  durch den  Frequenzbereich hat.

Jeder nichtlinearer Element,ob Röhre oder Transistor, erzeugt auch "Nichtlinearitäten", die Form der Schwingungen ist nur am Resonanzelement  (Schwingkreis), dem idealen Sinus am nächsten. Auch im Quarzoszilator, wo die "Kreisgüte" am höchsten ist, kann man fast perfekte Sinus nur am  Quarz entnehmen.

Dass ist die "theoretische" Grundlage, wo /wie abnehmen (und damit verbundenen zusätzl.Nichtlinearitäten)  wird meistens unter konstrunktive Gesichtspunkte entschieden.

Grüße Tzenow 


Für diesen Post bedanken, weil hilfreich und/oder fachlich fundiert.

Entkopplung von Schwingkreis und aktivem Element 
29.Sep.07 10:48

Dietmar Rudolph † 6.1.22 (D)
Beiträge: 2492
Anzahl Danke: 29
Dietmar Rudolph † 6.1.22

Das Geheimnis der sauberen Cosinus-Schwingung des R-stabilisierten Oszillators liegt an der Entkopplung zwischen dem Schwingkreis und dem aktiven Element (Röhre oder Transistor).
  • Der Schwingkreis wird nicht durch den Innenwiderstand Ri der Röhre bedämpft, sondern nur durch den wesentlich größeren Rf.
  • Wenn die Röhre z.B. beim Meißner Oszillator schaltet, wird der Schwingkreis in diesem Zeitraum (praktisch) kurz geschlossen. Das wirkt sich sofort auf die Kurvenform des Zeitverlaufes aus - und damit auf die Größe der Oberschwingungen.
  • Beim R-stabilisierten Oszillator wirkt während dieses Zeitraumes der Widerstand Rf und der ist ja größer als Ri. Der Unterschied im Wert des (zeitlich veränderlichen) resultiernden Bedämpfungswiderstandes ist somit hier wesentlich geringer. Dadurch kommt die Entkopplung zustande.
  • Eine weitere Entkopplung errreicht man, indem  nicht am "oberen" Ende des Schwingkreises, sondern an einer "tiefer" liegenden Anzapfung eingespeist wird.
  • Das von Terman angegebene Prinzip läßt sich auch auf Transistor-Oszillatoren anwenden.
Die Schaltung nach Terman hat 3 weitere Bauelemente verglichen mit einem Meißner-Oszillator. Das spielt sicher in der Massenanwendung wie beim Umsetzoszillator von Radios eine Rolle, wo jeder Pfennig eingespart werden mußte. Aber für Laborgeräte dürfte dies kein Argument sein. Es muß daher noch geprüft werden, ob Terman hier ein Patent darauf hatte, was sehr wahrscheinlich ist.

Vielleicht läßt sich der Eine oder Andere von der Idee eines klirrarmen Oszillators zum eigenen Experimentieren anregen. Das hilft dann sicher auch zu einem tieferen Verständnis und bewahrt vor vorschnellen oder oberflächlichen Äußerungen zu der Problemstellung.


Für diesen Post bedanken, weil hilfreich und/oder fachlich fundiert.

AM-Modulator mit klirrarmem Oszillator 
16.Sep.08 20:06

Dietmar Rudolph † 6.1.22 (D)
Beiträge: 2492
Anzahl Danke: 20
Dietmar Rudolph † 6.1.22

Der klirrarme Oszillator eignet sich auch für einen AM Modulator, der praktisch keine nachweisbaren Oberschwingungen erzeugt, da diese im Rauschen untergehen. Als Oszillator- und Modulatorröhre wird die ECH84 verwendet. Zur NF-Verstärkung und zur regelbaren HF-Verstärkung dient eine ECL80 (im A-Betrieb). Die Spannung des Oszillators wird mit einer 85A2 stabilisiert. Der Wirkungsgrad des Gerätes liegt im Promille-Bereich - im Unterschied zu modernen AM-Sendern, die Wirkungsgrade von weit über 90% erreichen.

Die Schaltung ist so ausgelegt, daß die HF Leistung wenige mW nicht überschreitet. Eine Drahtantenne muß daher in geringer Entfernung von der Empfangsantenne des/der Radios verlegt werden. Mit einem 1kΩ Potentiometer wird die Ausgangsspannung so weit heruntergeregelt, daß die Reichweite auf wenige Meter begrenzt ist.

Als (feste) Frequenz ist 522,5 kHz gewählt, die dem ersten nicht belegten MW-Kanal entspricht. Da dieser Kanal zeitweise von Datensendern verwendet wird, ist das  Datensignal dann entsprechend auch im Radio zu hören. Beim Anschluß des AM-Modulators an ein  koaxiales Kabel entfallen diese Störungen.

Bei der ECH84 muß das Gitter 3 für HF abgeblockt werden, ohne dabei das NF-Signal kurz zu schließen. Dies erfolgt mit Hilfe eines Serienkreises. Dadurch kann der Katodenfolger eingespart werden. Damit die ECH84 sauber moduliert, ist es notwendig, den Arbeitspunkt der Gitter 2 & 4 entsprechend einzustellen. Hierfür ist ein 10kΩ Potentiometer vorgesehen.


Ergänzung: Bilder vom Aufbau.

Dies ist die Seite auf der links die Stromversorgung zu erkennen ist. Die Röhren befinden sich auf der Gegenseite. Die Zwischenwand ist aus Al und dient auch zur Schirmung. Die Bauteile rechts gehören zur NF Aufbereitung.

Von unten nach oben: ECH84, 85A2, ECL80. Die Schwingkreise verwenden Spulen aus ehemaligen Transistorradios. Die Kondensatoren wurden durch Styroflextypen ersetzt, da der Variationsbereich für die Frequenz mit den eingebauten Cs nicht ausreichte. Montiert sind die Spulen zum Zwecke der Schirmung auf einer Cu-kaschierten Leiterplatte. 

Der Netztrafo stammt aus einem ehemaligen (kleinen) R&S Gerät, dessen Typ nicht bekannt ist.

Für diesen Post bedanken, weil hilfreich und/oder fachlich fundiert.