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Astrid 1208

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Graetz, Altena: Astrid 1208 [Radio] ID = 2024744 1400x808
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Pour le modèle Astrid 1208, Graetz, Altena (Westfalen)
 
Pays:  Allemagne
Fabricant / Marque:  Graetz, Altena (Westfalen)
Année: 1963/1964 Catégorie: Radio - ou tuner d'après la guerre 1939-45
Lampes / Tubes 3: ECH81 EF89 ECL86
Semi-conducteurs (seuls les transistors sont comptés) 2: AF124 AF125 AA113 AA113 OA90 OA179
Principe général Super hétérodyne (en général); FI/IF 460/10700 kHz; 2 Etage(s) BF
Circuits accordés 6 Circuits MA (AM)     9 Circuits MF (FM)
Gammes d'ondes OM (PO), OL (GO) et FM (MF).
Particularités
Tension / type courant Alimentation Courant Alternatif (CA). / 127/220 Volt
Haut-parleur HP dynamique à aimant permanent (bobine mobile) - élliptique
Puissance de sortie 1.7 W (qualité inconnue)
De Radiomuseum.org Modèle: Astrid 1208 - Graetz, Altena Westfalen
Matière Boitier en bois
Forme Modèle de table, avec boutons poussoirs.
Dimensions (LHP) 440 x 217 x 177 mm / 17.3 x 8.5 x 7 inch
Remarques Transistoren: AF124, AF125; Dioden: 2× AA113, OA90, OA179.
Poids net 5 kg / 11 lb 0.2 oz (11.013 lb)
Prix de mise sur le marché 269.00 DM
Source extérieure Erb
Source Handbuch VDRG 1963/1964


Tous les appareils de Graetz, Altena (Westfalen)
Vous pourrez trouver sous ce lien 754 modèles d'appareils, 668 avec des images et 583 avec des schémas.



 


Contributions du forum pour ce modèle
Graetz, Altena: Astrid 1208
Discussions: 1 | Publications: 3
Vus: 1786     Répondre: 2
graetz: 1208; Astrid
Georg Beckmann
29.Oct.09
  1

Hallo zusammen,

 

heute schenkte mir ein freundlicher Mensch dieses Radio. Ich habe den Schaltplan

heruntergeladen und die Schaltung studiert. Das Gerät besitzt bereits einen Transistortuner.
Jetzt die Frage. parallel zum ZF Kreis sitzt eine Diode OA90. Was ist der Zweck dieser Diode ?

Soll damit das ZF Signal von einer störenden Amplitudenmodulation befreit werden oder hat diese Diode einen anderen Zweck. ?

 

 

Pièces jointes

Joe Sousa
30.Oct.09
  2

Für eine Übersetzung, können Sie versuchen, Google-Übersetzen, oder eine ähnliche Übersetzer.

Mit Entschuldigungen,

-Joe.


Hello Georg,

I have looked over the schematic you attached and settled on the function of the OA90 germanium diode as FM limiter signals.

The limiter operation is different from grid conduction in an IF limiter tube. There is still an RC network, a tuned circuit and a diode, but the parameters are different.

In a quick summary, the limiting action in a limiter tube happens by anode cut-off, or anode bend, after the undesired AM modulation was pushed from the positive side of the incomming envelope to the negative side by grid conduction and grid leak storage in the input RC network. In other words, the grid conduction in a tube limiter does not limit, anode cut-off does. It is possible to vary circuit parameters to obtain limiting at the grid, but this tends to load the tank circuit and reduce precious tube gain.

The situation with this diode circuit is very different. The only limiting that is possible is by diode conduction. The diode will start to contribute to limiting with about 100mV of voltage at the tank circuit. But let's take a look at a few parameters to see how this happens.

The L005/C016 tuned circuit resonates at the 10.7MHz IF frequency.

The reactance of C016 at 10.7MHz is 218_Ohms.

If the L005/C016 bandwidth is on the order of 200kHz, then the Q will be 50 and the C016/L009 resistance at resonance will be on the order of 10k Ohms.

The time constant of C017*R009 is 8us.

So diode conduction starts to effect limiting when it's impedance drops below the 10k resonant resistance of the tank circuit. The impedance of the diode at zero volts is on the order of 100k Ohms. The impedance cuts on half for every 25mV of increased forward bias. When the diode reaches a forward voltage of 100mV, it's internal impedance should be around 6k and limiting starts to take effect, simply by loading down the tank circuit.

The purpose of the RC circuit is to establish an average DC bias voltage for the diode. This is used to moderate, or regulate, the limiting action for larger signals. For example, if the average diode current is  75uA, then 25mV will be developed across the RC network, and the diode resistance at the limiting peaks will be twice as much, assuming the input is a 10.7Mhz sinewave. For even larger sinewave signals, that can conduct 330uA of average DC current, the stored bias will be 100mV.

The advantage of the moderating effect of the RC network is that it reduces the loading of the diode for steady sinewave signals to help retain Q, while letting the diode conduct very heavily for sudden sinewave burst increases that last less than the RC timeconstant 8us.

This time constant is too fast to limit the audio content as it may have imparted some AM modulation by the selectivity of the tank circuit, but is fast enough to limit the very sharp envelope fluctuations that occur when an undesired adjacent channel signal is present. This fast limiting is necessary to get a good capture ratio. A good capture ratio results in only the stronger of the two channels passing the limiting stage.

In conclusion, the RC time constant is too fast to limit AM content at audio rates, but it should work well to help with capture ratio for strong signals. Limiting at audio rates is still necessary in later stages and at the ratio detector to strip the spurious modulation from lack of IF band flatness. The other benefit is some forward AGC limiting for the strongest signals.

I had not explored FM limiting in a solid state set before. This a good start. Comments invited.

Regards,

-Joe

Dietmar Rudolph
31.Oct.09
  3

Frühe HF-Verstärker mit (Germanium-)Transistoren wurden z.T. noch so entwickelt, wie es von der Röhrentechnik her bekannt war. Dort dimensionierte man Schwingkreise hochohmig, damit eine gute Verstärkung erreicht wurde.

Bei hochohmiger Dimensionierung ist jedoch im Falle des Transistor-Verstärkers die Kapazität zwischen Collektor und Basis CCB ein wesentlicher Bestandteil der Schwingkreiskapazität. Die Größe von CCB  ist jedoch abhängig von der anliegenden (Gleich- oder Wechsel-) Spannung. Somit steuert eine große Wechselspannung den Wert von  CCB. Dies führt auf Verformungen der Resonanzkurve des Schwingkreises, verbunden mit Sprungphänomemen.

Eine Beschreibung dazu findet man in: "Rusche / Wagner /Weitzsch: Flächentransistoren, Springer, 1961, pp. 244 - 248".

b) Störerscheinungen bei großen Kollektorwechselspannungen.

In der letzten Stufe eines Verstärkers, bei FM Empfängern ohne Regelung auch in vorhergehenden Stufen, wird bei großen Eingangssignalen die Amplitude der Kollektorwechselspannung vergleichbar mit der Kollektorgleichspannung. Da die Kollektorsperrschichtkapazität eines Transistors bei abnehmender Gleichspannung nichtlinear anwächst, ergibt sich bei großer Aussteuerung der Kollektorspannung eine Zunahme der im Kollektorschwingkreis wirksamen Kreiskapazität. Die aus diesem Verhalten resultierende Resonanzkurve des Kollektorkreises ist bei großen Amplituden nicht mehr symmetrisch zu der für kleine Amplituden gültigen Zentralfrequenz f0, sondern weist eine Sprungstelle bei einer niedrigeren Frequenz auf.

In Abb. 163 ist dieser Fall skizziert. Nähert man sich von niedrigen Frequenzen her der Frequenz f 0 so nimmt bei zunehmender Wechselspannung die Kollektorkapazität zu, so daß sich die Resonanzfrequenz nach niedrigeren Werten hin verschiebt. Die Resonanzkurve wird dadurch steiler als bei konstanter
Kreiskapazität. Bei einer bestimmten Frequenz unterhalb f0 wird die Steilheit der Kurve unendlich, die Spannung springt plötzlich auf einen höheren Wert und nimmt bei weiterer Frequenzerhöhung stetig ab.


Abb. 163. Verformung der Resonanzkurve eines
Schwingungskreises bei starker Aussteuerung der
Kollektorspannung. f0 ist die Resonanzfrequenz des
Schwingungskreises bei kleiner Aussteuerung

Verändert man die Frequenz von hohen Werten nach niedrigeren hin, so erfolgt das Umkippen bei einer etwas kleineren Frequenz.

Die Größe des Sprunges hängt von der Aussteuerung der Kollektorspannung und vom Anteil der Kollektorkapazität an der gesamten Kreiskapazität ab. In dem Beispiel Abb. 163 ist ein extremer Fall dargestellt, bei dem die mittlere Kollektorkapazität etwa die Hälfte der gesamten Schwingkreiskapazität und die Wechselspannungsamplitude im Umkipppunkt 4,3 V bei einer Kollektorgleichspannung von 5 V betragen. In den meisten praktischen Fällen ist jedoch der Anteil der Transistorkapazität an der Kreiskapazität geringer, so daß die Sprungstelle weniger ausgeprägt ist. Ein Widerstand von einigen hundert Ohm zwischen Kollektor und Schwingkreis schwächt den Effekt auf ein praktisch unmerkliches Maß ab, ohne die Verstärkung nennenswert zu beeinträchtigen.

Ein anderer, bei großen Signalen auftretender Effekt wird bei ZF Stufen und Mischstufen für den LW MW KW Bereich beobachtet [69]. Bei solchen Stufen kann es vorkommen, daß Eigenschwingungen auf der ZF auftreten, obwohl für kleine Signale kein Rückkopplungszweig vorhanden ist. Die Schwingungen
setzen ein z. B. bei kurzzeitigen Impulsen, bei der Umschaltung einer Mischstufe auf einen anderen Frequenzbereich oder bei plötzlichem Einfall eines starken Signals. Eine vollständige quantitative Analyse
ist bisher noch nicht zu Ende geführt worden, jedoch kann man verhältnismäßig einfach eine qualitative Deutung angeben.



Wir betrachten hierzu die Schaltung Abb. 144 und reduzieren diese auf eine für die ZF etwa gültige Ersatzschaltung nach Abb. 164.



Abb. 164. Ersatzschaltung einer Mischstufe für die Deutung eines Großsignal Schwingeffektes

Wir nehmen weiter an, (daß der Transistor eine sehr niedrige Stromverstärkung invers AI und eine verhältnismäßig kleine Emitterdiffusionskapazität hat. Dies ist bei modernen HF Transistoren der Fall. Durch irgendeinen Anfangseffekt sei z. Z. t = 0 die Spannung des ZF Kreises und der Spulenstrom

 
uk =   U0; iL = iL0 (uCB' uCE = 0)

Würde der Kreis Schwingungen ausführen, dann wäre die Kollektordiode in einer negativen Halbwelle gesperrt und in einer positiven Halbwelle leitend. Im letzteren Fall ist eine starke Dämpfung zu erwarten. Wir betrachten zuerst die wenig gedämpfte negative Halbwelle. In Abb. 165a ist der Verlauf des Stromes und der Spannung für diese Halbwelle (0 < t < t1) skizziert.


Abb. 165 a u. b. a) Verlauf der Spannung am Schwingkreis und des Spulenstromes In der Schaltung Abb. 164; b) Zur Deutung des Großsignaleffektes bei Mischstufen


Zur Zeit t = t1 ist die Spannung am Kreis wieder uk =   U0geworden, wobei uCB'das Vorzeichen wechselt. Der Spulenstrom ist in diesem Zeitpunkt, wie man herleiten kann, annähernd

iL(t1) =   iL 0   2 IC, (331)

wenn ICder durch die Arbeitspunkteinstellung gegebene Kollektorgleichstrom ist. Bei der Umpolung der Kollektordiode wird nunmehr der Transistor invers betrieben, denn bei niedrigem Wert von AI fließt der Kollektorstrom nicht über den Emitter, sondern über die Basis und verursacht einen Spannungsabfall an rBB' + RB, der die Emitterdiode sperrt. Der Kreis ist daher mit der Kollektordiode und in Serie dazu mit dem Basisbahnwiderstand, dem Spannungsteiler und den Widerständen RBund RC bedämpft. Da die Spannung uCB'verhältnismäßig klein und daher die Kreisspannung nahezu konstant ist, fließt ein ungefähr linear anwachsender Spulenstrom. Teilweise lädt dieser Strom die Kollektordiffusionskapazität CCdauf, teilweise verursacht er Energieverluste in den Widerständen rC, rBB', RB, R1, R2, Rkund RC. Man kann zeigen, daß   wie groß auch immer die Verluste sind   die Spannung uCB' an CCd noch positiv ist, wenn der Spulenstrom das Vorzeichen wechselt.

Bei diesem Wechsel bleibt die Emitterdiode nicht länger gesperrt, der Transistor arbeitet nunmehr im Übersteuerungszustand mit einem immer noch vom Spulenstrom vorgeschriebenen Emitterstrom. Die Basiszone wird damit wieder neu mit Ladungsträgern geladen, oder auf die Ersatzschaltung des Transistors übertragen   der Stromgenerator ANi*E verhindert bzw. verzögert die restliche Entladung von CCd. In Abb. 165b sind die Verhältnisse angedeutet.

Gäbe es keine Verluste und keine Nachladung, dann würde uCB' einen parabolischen Verlauf haben, wie wir gestrichelt angedeutet haben. Zur Zeit T wäre der Spulenstrom auf

iL(t = T) = iL0 + 2IC (IC < 0) (332)

angewachsen. Dies reicht nicht aus, um den betrachteten Anfangszustand iL0 zu erreichen. Bei Berücksichtigung von Verlusten hat uCB' etwa einen Verlauf, wie in Abb. 165b oben mit der ausgezogenen Kurve skizziert ist. Durch die Nachladung im übersteuerten Zustand wird der Vorzeichenwechsel von uCB'verzögert (t = t3). Der Spulenstrom, anfänglichannähernd linear ansteigend, strebt exponentiell einem Grenzwert  U0/Rgeszu, wenn Rgesalle mit L in Serie liegenden Widerstände einschließt. iL0wird also ebenfalls zu einem späteren Zeitpunkt erreicht. Bei genügender Nachladung der Kollektordiffusionskapazität tritt der Anfangszustand uCB'= 0 zum gleichen Zeitpunkt ein, bei dem iL = iL0geworden ist. Der Anfangszustand ist eingenommen und die Stufe oszilliert.

 
Die Gefahr von Eigenschwingungen ist besonders groß, wenn folgende Verhältnisse vorliegen:

a) Große Widerstände in der Basiszuleitung rBB', RB. In diesem Fall wird der Emitterstrom des übersteuerten Transistors groß und die Nachladung wird begünstigt. In Mischstufen liegt im Basiskreis die transformierte Impedanz des HF Kreises. Ist dessen Frequenz auf eine Oberwelle der ZF abgestimmt, dann ist ebenfalls Selbsterregung möglich, da der Basisstrom infolge seines Oberwellengehaltes an der transformierten Kreisimpedanz einen Spannungsabfall erzeugt.

b) Niedrige Werte der mit L in Serie liegenden Widerstände rE, RE, RC. In diesem Fall wird nach Abb. 165b unten die Differenz t3 T kleiner, weil die Dämpfung Rges/L kleiner wird. Das Erreichen von iL = iL0am Ende der Periode wird dadurch erleichtert.

e) Große Werte von L bzw. kleine Kreiskapazitäten. Auch in diesem Fall werden die Dämpfung und t3 T kleiner.

d) Hohe Emittereinstellströme. Mit wachsendem Emitterstrom wird rEkleiner und die Nachladung von CCd wird gefördert.

Die wichtigsten praktischen und wirksamen Maßnahmen zur Verhinderung dieses Effektes sind vor allem ein niedriger Widerstand RBund ein in die Kollektorzuleitung einzuschaltender Widerstand RCvon einigen hundert Ohm sowie eine hohe Kreiskapazität. Der Emittergleichstrom sollte niedrig gewählt werden.

Eine sichere Abhilfe schafft die Verwendung einer in Sperrichtung vorgespannten Diode über dem Kollektorkreis, die bei einer bestimmten Amplitude leitend wird und eine momentane Übersteuerung verhindert. Die Diode kann in manchen Fällen zugleich für Regelzwecke ausgenutzt werden.
 
Im letzten Absatz steht die Begründung für den Einsatz der in Sperrichtung gepolten Diode als Abhilfe für die bei frühen Designs aufgetretenen "Störerscheinungen".
 
Die spannungsabhängige Sperrschichtkapazität wird heute bei Kapazitätsdioden und Varaktoren angewendet. Dabei sind entsprechende Gesichtspunkte zu beachten. Die "Rezepte" dafür sind heute Stand der Technik.
 
MfG DR

 

 
Graetz, Altena: Astrid 1208
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