radiomuseum.org
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5040W/3D

5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 12496) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 12497) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 45471) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 45472) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 45473) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 45474) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 69325) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 170501) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 170502) Radio
 
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 311652) Radio
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 19719) Radio 5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 19720) Radio
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 105470) Radio 5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 105468) Radio
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 105469) Radio 5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 105471) Radio
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 105472) Radio 5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 105473) Radio
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 105474) Radio 5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 105475) Radio
Use red slider bar for more.
5040W/3D; Grundig Radio- (ID = 19719) Radio
Grundig Radio-: 5040W/3D [Radio] ID = 19719 933x614
Select picture or schematic to display from thumbnails on the right and click for download.
For model 5040W/3D, Grundig (Radio-Vertrieb, RVF, Radiowerke)
 
Country:  Germany
Manufacturer / Brand:  Grundig (Radio-Vertrieb, RVF, Radiowerke)
alternative name
 
Grundig Portugal || Grundig USA / Lextronix
Year: 1954–1956 Category: Broadcast Receiver - or past WW2 Tuner
Valves / Tubes 9: ECC85 EF89 ECC82 EF89 EM85 EBF80 EAA91 EF804 EL12
Main principle Superhet with RF-stage; ZF/IF 468/10700 kHz
Tuned circuits 11 AM circuit(s)     11 FM circuit(s)
Wave bands Broadcast, Long Wave, more than 2 x SW plus FM or UHF.
Details
Power type and voltage Alternating Current supply (AC) / 110; 125; 160; 220 Volt
Loudspeaker 4 Loudspeakers
Power out 8 W (unknown quality)
from Radiomuseum.org Model: 5040W/3D - Grundig Radio-Vertrieb, RVF,
Material Wooden case
Shape Tablemodel with Push Buttons.
Dimensions (WHD) 706 x 444 x 318 mm / 27.8 x 17.5 x 12.5 inch
Notes Grundig Konzertgerät 5040W/3D.
AM/FM-Abstimmung mit Doppelknopf, Motorabstimmung auf 7 Tasten: 1x LW, 2x MW, 2x KW, 2x UKW-Sender.

Im Handbuch des Rundfunk- und Fernseh-Großhandels 1955/56 wird als Funktionsmerkmal irrtümlich automatischer Sendersuchlauf mit Scharfabstimmung angegeben. Es handelt sich um eine elektromechanische Senderspeicherung mit Motorabstimmung der vorgewählten Stationen, im Gegensatz zu den Saba-Modellen mit Motorelektronik gab es bei den Grundig-Modellen mit Abstimmmotor keinen automatischen Sendersuchlauf und keine Scharfabstimmung.

Note: For the Grundig-Majestic version of this model see Majestic 5040W/3D.

The only difference known so far is the different back cover and the Grundig-Majestic logo in the right upper corner of the speaker front. Please make sure you upload your info and pictures to the correct model.
Net weight (2.2 lb = 1 kg) 20.5 kg / 45 lb 2.5 oz (45.154 lb)
Price in first year of sale 565.00 DM
Collectors' prices  
External source of data Erb
Source of data HdB d.Rdf-& Ferns-GrH 1954/55
Mentioned in HdB d.Rdf-& Ferns-GrH 1955/56


All listed radios etc. from Grundig (Radio-Vertrieb, RVF, Radiowerke)
Here you find 5975 models, 5182 with images and 4025 with schematics for wireless sets etc. In French: TSF for Télégraphie sans fil.




 


Forum contributions about this model
Grundig Radio-: 5040W/3D
Threads: 31 | Posts: 312
Hits: 926     Replies: 2
grundig: Grundig 5040W3D Alignment Information Translated to English
James Miller
01.Aug.17
  1

Grundig's 2 page alignment help was translated using Google translation. These are jpeg images.

Some translations were questionable. Please feel free to make any corrections needed.

Page 1 HERE

Page 2 HERE

This was translated from original German version on the model page, among the schematics  

Regards,

Jim Miller

 

(Links have been corrected)

Bernhard Nagel
01.Aug.17
  2

Hi Jim,

page 1 shows a huge repair manual for a Teletypewriter Set, not the alignment table for the Grundig 5040W3D, please check the link.

Thanks,
bernhard

James Miller
01.Aug.17
  3

Thank you Bernhard.   I have corrected the link. 

Jim

 
Hits: 745     Replies: 0
grundig: Grundig 5040W3D Instruction Book -English
James Miller
01.Aug.17
  1

If anyone needs it, have posted a PDF of the English booklet my public Google Drive:

HERE

Regards,

Jim Miller

 
Hits: 1079     Replies: 5
grundig: Grundig Motorsteuerung
Dieter Wiedemann
08.Feb.17
  1

Hallo Kollegen,

Kann mir jemand helfen habe den 5040 W 3 D vor mir,wer kann mir erklären wie ich einen Sender einstellen kann, damit er nächsten umschalten wieder dort hinläuft. Wenn ich auf MW gehe und schalte habe die Motorsteuerung an sucht er sofort den voreingestellten Sender, allerdings ist anscheinend auf UKW noch keiner fest eingestellt woren denn wenn ich dort hin schalte und die Motorsteuerung einschalte passiert nichts, deswegen möchte ich einen Sender voreinstellen und weis nicht wie.

Götz Linss
09.Feb.17
  2

Beim 4040W/3D Läuft die Motorsteuerung automatisch auf den ZULETZT eingestellten Sender bei MW bzw. UKW. Das müßte bei Ihrem Modell eigntlich genauso sein.

Grüße Götz Linß

Dieter Wiedemann
09.Feb.17
  3

Vielen Dank Herr Götz also meiner macht es auf MW aber nicht auf UKW kann da etwas defekt sein ?

Götz Linss
09.Feb.17
  4

Da kann ich leider nicht weiterhelfen, aber vieleicht liest der Grundigexperte, Herr Knoll mit.

Viele Grüße G.Linß <- Linß ist mein Name

Henning Oelkers
10.Feb.17
  5

Hallo, Zusammen,

ohne vorgreifen zu wollen...

ich hatte seinerzeit ein solches Gerät, und mich intensiv mit der Senderspeicherung beschäftigen müssen.

die Sendereinstellung "merkt" sich das Gerät durch sog. Wanderscheiben, die allesamt auf einer glatten Welle sitzen, und durch ihre Position die Senderposition vorgeben.

Beim betätigen einer Wellenbereichstaste fällt ein zweischenkliges Kunststoffstück auf die Wanderscheibe. An der Unterseite des Kunststoffstücks sind zwei Kontaktplättchen, von denen eines die Wanderscheibe berührt, und der geschlossene Kontakt setzt den Motor in Bewegung, die Wanderscheibe nähert sich mit der in einem Gewinde gelagerten Welle dem Spalt. Der Motor bleibt stehen. Der Sender ist eingestellt.

bitte zunächst bei ausgeschaltetem Gerät diese Funktion beobachten, und dann bei eingeschaltetem Gerät. 

Dann sollte die Funktion verständlich werden, und sich die Ursache ermitteln lassen.

mit freundlichen Grüßen,

Henning Oelkers

Nachtrag: es kann sinnvoll sein, bei mittig eingestelltem Skalenzeiger die Wanderscheiben jeweils mittig unter die Kontaktträger zu bringen. Damit erreicht man, das die Wanderscheiben im erfassbaren Bereich sind.

Dieter Wiedemann
10.Feb.17
  6

Hallo Herr Oelkers,

Vielen Dank klasse Erklärung, werde mich gleich mal darum kümmern und befolge mal die Ratschläge damit ich das verstehe. Dann einmal schauen was ich machenkann.

Mit freundlichen Grüssen

Dieter

 
Hits: 1785     Replies: 1
grundig: 5040W/3D;
Tilman Betz
17.Nov.14
  1

Im Stromlauf Version 1.4b sind die Spannungswerte an den Anoden ECC82 vertauscht, die Mischstufe hängt direkt über dem Bandfilter an der Anodenspannung, es gibt also keine nennenswerten Spannungsabfall dagegen liegt die Anode des Oszillators über 30 kOhm an der Anodenspannung, siehe auch zweigeteilter Stromlauf, hier sind die Spannungswerte richtig.

Die Schirmgitterbeschaltung der EF89 I ist bei dem mir vorliegenden Gerät entgegen dem Stromlauf gleich wie bei EF89 II, also 2nF direkt nach Masse und 10nF über den Schirmgitterwiderstand - entweder Fehlbestückung oder Fehler im Stromlauf!

Hans M. Knoll
17.Nov.14
  2

Hallo Herr Betz.

Wenn Sie hier im Post 017 nachlesen, können Sie erkennen, dass ich versucht habe und auch ueberzeugt  bin, dass beidmalig  der 2nF gegen Masse gegen muss.

Alles Andere, ist technisch gesehen, falsch.

knoll 

 
Hits: 2335     Replies: 9
grundig: 5040W/3D;
Udo Held
12.Apr.13
  1

Hallo,

ich suche ein Schaltbild für einen Grundig 5040/3D, welcher anstatt der EAA91 eine EABC 80 eingebaut hat! Alle meine bisherigen Versuche so ein Schaltbild zu bekommen sind fehlgeschlagen! Josef Hafner gab mir den Tipp mich doch einmal an Herrn Knoll zu wenden! Vieleicht liest er ja meine Anfrage!

Herzlichen Dank

Udo Held

Bernhard Nagel
12.Apr.13
  2

Hallo Herr Held,

einen Grundig 5040W/3D mit EABC80 statt EAA91+EF804 gab es meines Wissens nicht.

2 Möglichkeiten gibt es: Entweder wurde Ihr Gerät nachträglich umgebaut oder (wahrscheinlicher) Sie haben einen 4040W/3D mit einer falschen Rückwand vom 5040W/3D vor sich stehen! Die Gehäuseabmessungen sind identisch, daher lassen sich die Rückwände austauschen.

Kontrolle: Zählen Sie die Tasten des Apparates. Sind es 8, haben Sie einen 4040W/3D vor sich. Dann stimmt auch die EABC80. Bei 10 Tasten ist es ein 5040W/3D.

Zeigen Sie bitte Bilder Ihres Gerätes nebst Rückwand und Röhrenlageplan hier im Thread, danke.

Wolfgang Bauer
12.Apr.13
  3 Sg. Herr Held, bitte immer zuerst das Modell anlegen, dann die Bilder dazuladen (Front, Chassis, Rückwand, Typenschild, Bestückungsdetail auf der Rückwand) und erst dann die Schaltplansuche vom richtigen Modell aus starten. Sonst funktioniert Ihre Suche nicht. MfG. WB
Hans M. Knoll
12.Apr.13
  4

Ich hatte im Dampfradioforum das gesagt:

Hallo Jupp und Udo

Einen 5040W-3D mit EABC80 gibt es nicht.

Der 5040W ohne Motor und ohne 3D hat eine EABC80
Da hat eventuell einer gezaubert.
Rueckansicht herzeigen.

Johann


 


Diese Adresse steht auch hier im Profil.  Unter: Mail an: .

H. Knoll

Udo Held
12.Apr.13
  5

Hallo Herr Nagel,

vielen Dank für Ihren Hinweis! Mein Radio hat 10 Tasten. Ich werde jetzt einige Bilder von diesem Gerät einstellen. Leider Habe ich das Gerät ohne Rückwand gekauft, sodaß hier eine Überprüfung nicht statfinden kann! Aber es handelt sich 100% um einen 5040/3D was auch auf dem Typenschild am Chassis steht! Ich denke so ein Gerät ist wohl sehr selten.

Viele Grüße

Udo Held

Udo Held
12.Apr.13
  6

Hallo Herr Knoll,

leider ist die von Ihnen angegebene Email Adresse nicht gültig! Die Email geht nicht raus!

Viele Grüße

Udo Held

Hans M. Knoll
12.Apr.13
  7

Hallo Herr Held

 

Ich habe eben zweimal via "Mail an Autor" im Post von mir (004) Knoll,  2 Mails geschickt, beide sind hier angekommen.

Die im Post 004 muss mit @ statt A*T gesendet werden, das ist doch allgemein der Brauch

Gruss Knoll

Attachments

Bernhard Nagel
12.Apr.13
  8

Von Herrn Held erhielt ich gerade eine Chassisansicht, es ist ein 5040W/3D:

Die 9-pol Novalfassung der EABC80 ist geschraubt, wurde also nachträglich eingebaut! Alle anderen Fassungen sind aber eingenietet. Im Original befindet sich dort die EAA91 mit kurzem Abschirmkragen.

Wie Hans Knoll sagte: Einen 5040W-3D mit EABC80 gibt es nicht.

Bernhard Nagel

 

Hans M. Knoll
12.Apr.13
  9

An anderer Stelle im www habe ich zu dem gleichen Bild dort. das gesagt:

Hallo J undf U.
Natuerlich kann man auch einen 5040W-3D mit einer 6L6 oder EL3 oder EL6 ausruesten.
Also auch, warum immer? mit einer EABC80
In einer modernen Bandfertigung schraubt man keine Fassung (EABC80) ins Chassis.

Glaubt es, oder lasst es!
johann

Udo Held
13.Apr.13
  10

Hallo Herr Nagel,

ich möchte mich bei Ihnen und allen Beteiligten zu diesem Thema recht herzlich bedanken! Ich werde das Gerät wieder zurück bauen mit der EAA 91 und hoffe das dann das Radio wieder spielt! Nochmal herzlichen Dank an alle!

Herzliche Grüße

Udo Held

 
Hits: 1507     Replies: 0
grundig: 5040W/3D;
Oswald Bettendorf
09.Jan.13
  1

Bei diesem Modell hat man die Motorabstimmung zu einem späteren Zeitpunkt abschaltbar gemacht!

Zum Abschalten wurde ein Schalthebel unter dem Senderabstimmknopf angebracht.

Dieser Hebel ist bei zwei Bildern zu sehen, die anderen sind ohne Abschaltung.

Gruß Oswald Bettendorf

 
Hits: 1824     Replies: 0
grundig: 5040W/3D ;
Fernando Alvear Casanueva
15.Nov.11
  1

Para Karl Schmitz:

 He visto que necesitas sustituir el dial roto de tu receptor Grundig.

Sé que entre los miembros de RMorg se encuentra alguno especializado en reproducción de diales. Yo trabajé en ello hace ya muchos años, pero ya no lo trabajo.

Puedo animarte a que intentes resolverlo por ti mismo, ya que no es difícil si haces lo siguiente:

1.- Escanéa el dial roto y coloca su imágen en el ordenador.

2.- Retoca la zona de la rotura utilizando un programa para gráficos (Photoshop, Coreldraw, etc) hasta obtener una imágen completa y limpia. 

3.- En el ordenador, copia la imágen a escala 1/1 en una película especial para "Transparecias" (cliché positivo). Se venden es comercios de ordenadores.

4.- Prepara una placa de cristal (o plástico metacrilato transparente) de la misma forma y dimensiones que el dial roto.

5.- En tu localidad, busca una empresa que se dedique a la "Serigrafía" (Silk Screen). Por poco dinero, ella te imprimirá tu cliché en el nuevo dial.

El resultado es...¡Perfecto...!

 

Un cordial saludo desde España.

Fernando Alvear.

 
Hits: 2359     Replies: 1
grundig: 5040W/3D ;
Jeff Tran
19.Jun.11
  1

Karl,

Thanks for the operation manual.  The radio is working in AM again.

Thanks,

Jeff

Robert Sarbell
21.Jun.11
  2

Hello Mr Tran,

How were you able to perform the mysterious deletion of the posting for advice or comments on your motor-tuned 5040W3D since we talked yesterday afternoon and the item was still available several days ago?

I sent you 6 detailed photos of the radio; and advised you that the 240 volt readings for the ECC82 mixer and oscillator pins 1 and 6 were not in accordance with the schematic. And I was willing to provide historical data on purchases and sales of the Grundig 5040W3D . . . .e niente

Regretfully your spam blocker is even placed against RMO members - perhaps you wish one way communications only!!

Robert

 

 

 
Hits: 2128     Replies: 0
grundig: 5040W/3D ; Grundig UKW Station Guide & Map
Karl Schmitz
04.Jun.11
  1

Hello. This interesting UKW radio station reference guide came with my parent's Grundig 5040-W/3D. It's a 2-sided piece, dated 1. Juli 1953. The map of Germany on the reverse, shows the locations of the stations identified on the front. My parents purchased the radio, new, in Kassel, Germany, while stationed there, in the U.S. Army.

Many thanks to Heribert Jung, for modifying my original scanned images, for posting purposes.

If anyone is interested in the higher-resolution scan (2.86MB .pdf), please contact me, directly.

Best regards,

Karl Schmitz

Geneva, IN

USA

Attachments

 
Hits: 3867     Replies: 1
grundig: 5040W/3D (5040 W/3 D); Suchlauf
Heinz Hermann Luks
26.Dec.09
  1

Ich habe ein Problem mit dem Suchlauf bei diesem Gerät.2Skalenseile waren gerissen,diese habe ich erneuert.Dieses ist nicht einfach,aber durch die Anleitung welche aufs Gerät hochgeladen wurde gut zu machen.Die Mechanik der Automatic wurde gereinigt.Alles funktioniert jetzt,Nur: Bei drücken einer Taste läuft der Motor kräftig los,er stoppt beim voreingestellten Sender,läuft aber über diesen wohl durch den Schwung hinweg.Der voreigestellte Sender ist nicht zu hören,man muss mit Hand zurückregeln.Ab und zu kommt es vor das der Sender etwas zu hören ist.Die Skalenseile sind ziemlich straff gespanntMir ist klar das dieses Gerät keine Scharfeinstellung wie Saba hat.Ist eine solche Funktion bei diesem Gerät normal,oder kann man das ändern?

 

Gruss Heinz Hermann Luks

Heinz Hermann Luks
26.Dec.09
  2

Ich habe mir alle Anleitungen für dieses Gerät heruntergeladen und durchgelesen.Der Fehler war:Der Motor überträgt seine Kraft über einen auf der Motorwelle sitzenden Konus auf ein größeres Treibrad.Diese waren zu dicht zusammen.Habe das Treibrad etwas auf der Achse verschoben,und der Suchlauf stoppt nun wo er soll.Hätte mir früher einfallen können dann hätte ich nicht im Forum schreiben brauchen.aber vieleicht ist er hilfreich für andere.Anbei ein Foto vom restaurierten Gerät.

Gruss Heinz Hermann Luks

Attachments

 
Hits: 3144     Replies: 4
grundig: 5040W/3D (5040 W/3 D);
Ross Hochstrasser
24.Apr.09
  1

What is the reason that the cathode resistor has no bypass capacitor? I have experimented with my 5040W/3D by adding a 100 Uf 50 volt capacitor and there is a noticable difference in audio gain and bass response, however, I realize that Grundig didn't typically leave anything out. What have I compromised by adding the capacitor, if anything??

Emilio Ciardiello
24.Apr.09
  2

Dear Ross,

The cathode resistor gives a DC drop to properly bias the grid of the output tube. The cathode capacitor, when used, acts as a low-impedance path, something like a short-circuit, for audio frequencies. Removing the capacitor, Grundig added some AC feedback, to improve the fidelity of the output stage. Gain was more or less decreased, but they had power enough from the EL12.
 

Regards, Emilio

Ross Hochstrasser
25.Apr.09
  3

Thank you, Emilio, for the clarification. I added the capacitor over a week ago, and am realizing that although there is an increase in gain, there is also more distortion. I also noticed that the action of the treble control is  odd and the loudness contour feature of the volume control is abnormal as well. I'm going to remove this capacitor now that I have realized the  effects it caused. Thanks again, Ross

James MacWilliams
28.Apr.09
  4

Ross,

Do you have a user or owner's manual for this radio?  I just purchased a 5040 (German model) that I plan to refurbish, but it would be nice to know how it was suppose to work.  I have schematics and technical drawings, but not an owner's manual.  Any clue where to find or purchase one would be helpful.  Regards,

Jim

Ross Hochstrasser
29.Apr.09
  5

Hi, I may have one, I'll check the 5040 file and see. I'll try to respond tomorrow. Thanks!! Ross

 
Hits: 5789     Replies: 6
grundig: Circuitry Analysis 5040W/3D - Part 5
Thomas Albrecht
18.Apr.07
  1

This thread is a translation of a German language thread schaltungsanalyse_5040w3d_5_teil, which is 5th in a series of discussions of the circuitry design of the Grundig 5040W/3D.  English translations of the previous four threads are here:

Part 1

Part 2

Part 3

Part 4

-  Tom A.


(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear friends of the forum,

First, let me thank everyone who has participated in these circuitry analysis discussions so far.  Many people have undoubtedly said "Aha!" a few times when they have understood something for the first time by reading the explanations here.

Before we could proceed with discussions of the AM section, I had to make some significant revisions to our working schematic diagram.  The versions I was working with had a lot of errors in some parts.

Therefore, from now on, please use Version 1.4 of the Schematic as the basis for further discussion!

Nonetheless it isn't so simple to recognize all the relationships between different parts of the circuitry.  Therefore I have extracted various parts of the circuitry to visually simplify the analysis.

Here is the first question:

The input selection for the short wave bands is presented as follows:

What is the purpose of the combination of C18, BV1443, and C23, which is the same for all short wave bands and therefore must cover the range of 6-18 MHz?

Enjoy,

Thomas G.

Thomas Albrecht
19.Apr.07
  2

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear friends of the forum,

I received the following e-mail from Herr Bernhard Nagel:


I've been following with great interest the previous discussion in Part 4 of the circuitry analysis of the 5040W/3D and I have learned a few things from it, or at least improved my understanding.

Here is a first attempt to answer question 1 in part 5.

First, there is no bandpass filter at the input for the 3 short wave bands as there is for the medium wave and long wave bands on the 5040W/3D; there is just this simple input circuit for each.  C23 is the alignment trimmer for all three short wave bands.  The inductance for the input circuit is BV2041, which is intended only for alignment of the KW3 shortwave band at the top end of its range.  Short wave bands KW2 and KW1 provide bandspread for the 41m and 49m bands respectively.  For these it is sufficient to peak the intput circuit BV2039/40 at the middle of the band, after alignment of KW3 is completed.

C18 and BV1443 (which is really a choke) form a bandpass filter, which works as a very simple preselector.  It serves to block frequencies which are far below and far above the band of interest, especially to block FM signals from reaching the RF and mixer stages when operating on short wave.  FM stations could otherwise end up mixing with harmonics of the short wave oscillator and cause interference.  The Q of coil BV1443 should be low, so that the circuit can have broad bandwidth.

What I'm still wondering about:  For the 3 short wave bands, an image rejection of 70-75 dB is claimed, which in my opinion should not really be possible with this kind of preselector.  (Source:  Grundig service information for the 5040W/3D, title page)

Regards,

Bernhard Nagel


Thanks a lot for your contribution,

Thomas G.

Thomas Albrecht
19.Apr.07
  3

(Translation of text by Hans M. Knoll)

Hello Herr Nagel, Hello Thomas,

Since the explanation is perfect, I can stop here.

Everything was answered properly, even the part about reception of FM signals!!

Herr Nagel also saw, that even though Thomas G. had to show C23 in 3 places, it is only adjusted at 17.5 MHz.  If he got that from the service manual, that's fine -- we don't make use of that often enough.

The image rejection specifications from Grundig can't be correct.

If we can temporarily agree on a spec of 20 - 26 dB (between 1:10 and 1:20 attenuation), that may be reasonable.  The spec in the document is totally impossible.

Good job on noticing that!

Regards,  Hans M. Knoll

 

Just an update - to be deleted later:

Today I have the choke, and tomorrow I'll have the inductance value and the self-resonance frequency.

This was Grundig's best short wave choke.  Lots of inductance and very little self-capacitance.

The same was true of many types -- also in this model at the antenna input, to allow the FM antenna to serve as a AM antenna.

At GRUNDIG a value of 50 pF was always assumed for a "short" antenna and a value of 200 pF in series with a 400 ohm resistor for a "normal" antenna.

A typical FM whip antenna has 33 to 45 pF, depending on whether it is upright or inclined.

Addendum:  I just worked a night shift.

The inductance, measured with a LARU from Rohde and Schwarz, is 4.5 uH.  The resonant frequency is 22.5 MHz when connected directly between the signal generator and a diode voltmeter HP 410C with test head.

An opportunity for both of those who posted above to think over their contributions.

Best regards,

Knoll

Thomas Albrecht
19.Apr.07
  4

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

I'm also in agreement with the explanation by Herr Nagel, but...

I would like to add that adding preselection couldn't have been the real reason that  the development engineers had for making a series resonant circuit from "C18 and BV1443," since the additional amount of preselection would be pretty modest given that it is coupled to a very high impedance parallel circuit.  In that case, a few hundred ohms more or less in the path from the antenna would not play a decisive role.  In this case, capacitive decoupling of the subsequent parallel resonant circuit may be more important, since it is not possible to anticipate what kind of antenna the customer might attach to the receiver.

Since the antenna can be anything from a short piece of wire to a real long wire antenna, it serves as an additional unknown capacitance which detunes the input circuit in a downward direction.  For this reason, in the simplest case an additional coupling capacitor is added between the antenna terminal and the input circuit.  Since this coupling capacitor is permanently installed, the maximum amount of detuning due to the antenna is set.  The coupling capacitor, however, has two fulfil two opposing requirements; on the one hand it should have the lowest possible impedance for the antenna signal, and on the other hand it should limit as much as possible the amount of capacitive loading from the antenna to minimize the detuning of the input circuit.  The series resonant circuit fulfills these opposing requirements very well, since it has low impedance at resonance for the signal passing through, and at resonance it has no reactive component to detune the input circuit.

Unfortunately, one cannot define for the series resonant circuit a single precise frequency, which lies inside the bands that can be received; nonetheless, coupling via a series circuit still makes excellent decoupling between the antenna and the input circuit possible, since the choke also compensates a bit within the usuable frequency band.

Regards,

Dieter

Thomas Albrecht
19.Apr.07
  5

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Just now I got the following mail from Herr Nagel:


Hello Herr Knoll,

More on the subject of image rejection:

In the service manual for the 4040W/3D things are shown correctly.  For the short wave bands an image rejection of 20-26 dB is specified, just as you conjectured (and consistent with experience).

In the 4040W/3D there is no choke at this point in the circuitry; there is only a capacitor (20 pF in this case) in front of the input circuit.

The coil BV1443 that we've been talking about is located on the antenna selector board, connected to one of the dipole antenna terminals.

I'm curious about the measurement result for the choke.

Regards,

Bernhard Nagel

Thomas Albrecht
24.Apr.07
  6

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

First, a "thank you" to Hans, Herr Nagel, and Herr Barkawitz for their contributions.

Here are the the next questions:

Question 2:

The input circuits for medium and long wave are tunable.  How much bandwidth do these filters have, and how are they coupled?

Question 3:

From the schematic diagram, as far as I can tell, the ferrite loopstick antenna is only operational for the MW1 and MW2 bands.  Is that correct, or did I overlook something?

Regards,

Thomas G.

Thomas Albrecht
03.May.07
  7

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Unfortunately Herr Bradtmöller had some problems with directly posting an answer.  Here is his answer:

Hello Herr Knoll,

...  The Grunding 5040, in my opinion, really only has one tuned input circuit for short wave.  In contrast, for medium wave there are two.  However, the whole thing  has been referred to as an input band filter circuit.

Medium wave and long wave:  1-1-P-0-M

Short wave:  1-P-0-M

Example 1: (11P0M) means means two resonant circuits or bandpass filters before the RF stage, with aperiodic coupling to the mixer stage.

Abbreviations:  1 = resonant circuit, P = preamplifier, M = mixer, F = amplifier only for the ferrite antenna, 0 = aperiodic (nonresonant or untuned).

Source:  http://www.oldradioworld.de/rfpre.htm (link has both English and German information in detail about RF and mixer stages of various configurations using the above terminology)

The circuit diagram at that site is different with respect to the tube placement; in principle, however, the function of the stage is as follows:

Translation for above diagram:  "auch AM-Vorstufe" = also serves as AM RF stage;  "AM Mischer" = AM mixer; "AM Oszillator" = AM oscillator.

Am I seeing that correctly?

With regard to answering the questions in the circuitry analysis thread, that's as far as I can go.

Just a few of my thoughts:

The bandwidth of the AM section is essentially set by the IF amplifier (9 kHz).

Since the input circuits are tunable, according to Adam Riese, the Q can't be extremely high, because a pronounced resonance at a single frequency is not desirable here.  Strictly speaking, a resonant circuit, consisting of an inductance and a capacitance, has just one resonant frequency.  If this is made variable, either with a variable inductance or variable capacitor, the Q, and therefore the bandwidth, varies with frequency.

Therefore, the input circuit has to have a wider bandwidth than the IF transfer curve.  During alignment, the goal is uniform response, or good tracking, rather than peaking the resonance of the input circuit.

Do I have it wrong?

Using this approach, I can't give an exact answer to the question about the bandwidth of the input filter, if that's what we want to call it.

Best regards,

K.-H. B.

 
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Schaltungsanalyse 5040W/3D 5. Teil
Thomas Günzel
18.Apr.07
  1 Liebe Freunde des Forums

Zunächst mal herzlichen Dank an alle, die bisher an der Schaltungsanalyse teilgenommen haben.
Vielen wird bestimmt durch die kompetenten Beiträge das ein oder andere "Aha" über die Lippen gekommen sein.

Bevor es nun mit dem AM-Teil weitergehen konnte, musste ich eine größere Überarbeitung unseres Arbeits-Schaltplans durchführen.
Die von mir benutzten Vorlagen waren bezüglich der Kontaktbelegung des Schaltaggregats doch teilweise recht fehlerhaft.

Ab sofort also bitte nur die Version 1.4 des Schaltplans als Grundlage für die weitere Arbeit verwenden!

Trotzdem ist es nicht ganz einfach bei den vielen Schaltern sofort alle Zusammenhänge zu erkennen.
Zu diesem Zweck habe ich teilweise einige Schaltstellungen herausgezeichnet um die Analyse etwas übersichtlicher zu gestalten.

Hier nun zur ersten Frage:

Die Eingangsselektion der Kurzwellenbereiche stellt sich wie folgt dar:



Wozu dient die Kombination C18/BV1443/C23 die ja für alle KW-Bereiche die gleiche ist und damit den Bereich 6-18 MHz abdecken muss?

Weiterhin viel Spass

Thomas


Hier geht es zu den bisherigen Beiträgen unserer Schaltungsanalyse:

Teil   -1-    -2-     -3-    -4-
Thomas Günzel
19.Apr.07
  2 Liebe Freunde des Forums

von Herrn Bernhard Nagel erhielt ich folgende EMail:




Mit grossem Interesse habe ich die vergangenen 4 Teile der Schaltungsanalyse zum 5040W/3D verfolgt und dabei einiges gelernt oder zumindest besser verstanden.

Der Versuch einer ersten Antwort zu Frage 5.

Zunächst gibt es für die 3 KW-Bereiche des 5040W/3D keinen Bandfiltereingang wie bei den MW und LW-Bereichen, d.h. wir haben hier lediglich je einen Vorkreis.
C23 ist der für alle KW-Bereiche wirksame Abgleichtrimmer. Nur für den Abgleich des KW3 Bereiches am kurzwelligen Ende vorgesehen, das VK-L ist BV2041 Bereiche KW 2 und 1 haben Bandspreizung für das 41m resp. 49m-Band.
Hier genügt es, die Vorkreise BV2039/40 nach Abgleich von KW3 auf Bandmitte einzustellen.

C18 und BV1443 (wohl eine Drossel) stellen einen Bandpass dar, eine recht einfache Vorselektion. Es sollen weitab liegende tiefere Frequenzbereiche und nach oben hin vor allen UKW-Frequenzen von der
Vor- und Mischstufe ferngehalten werden.
Gerade UKW-Sender könnten sonst mit Oberwellen des KW-Oszillators gemischt durchschlagen. Die Güte von BV1443 sollte aus Gründen der relativen Breitbandigkeit niedrig sein.

Was mich trotzdem wundert: Für die 3 KW-Bereiche werden Spiegelselektionswerte von 70...75dB genannt, was m.E mit einer Vorselektion nach diesem Aufwand eigentlich nicht möglich ist.
(Quelle: Grundig Reparaturhelfer zum 5040W/3D, Titelseite)

Viele Grüße,
Bernhard Nagel


Vielen Dank für diesen Beitrag

Thomas
Hans M. Knoll
19.Apr.07
  3

Hallo Herr Nagel, hallo Thomas.

Weil der Bericht mit der Erklaerung perfekt ist, breche ich hier schon ab.

Alles richtig beantwortet, auch das mit dem UKW Empfang !!

Herr Nagel hat auch gesehen, dass Thomas weil es sein muss, das C23 an 3 Stellen zeigt, jedoch nur bei 17,5 Mhz abgeglichen wird. Wenn er das aus dem Manual abgenommen hat, gut so, mehr machen wir ja auch oft nicht.

Was nicht stimmen kann (bei Grundig) sind die Werte der Spiegelselektion.

Wenn wir uns mal vorlaeufig auf 20 bis 26 dB ( 1:10 bis 1: 20 ) einigen,  kann das sein. Die Werte der Unterlagen, vollkommen unmoeglich.

Gut gesehen! 

 

Gruss Hans M. Knoll

 

 Nur eine Meldung: wird wieder geloescht.

Habe seit heute die Drossel, Morgen gibts es den L-wert und die Eigenresonanz.

Das war Grundigs beste KW- Drossel. Viel L und wenig Eigen-C-

Die gleiche steckt bei vielen Typen . auch hier am Antennen-Eingang als Weiche AM von FM Antenne .

Bei GRUNDIG wurde immer mit einer Antenne"kurz" = 50pF und "normal" 200pF mit 400 Ohm n Reihe gerechnet.

Eine typische UKW-Stabantenne hat 33 bis 45 pF je nachdem wie sie liegt oder steht.

 Nachtrag: habe jetzt halt eine Nachtschicht eingelegt.

Das L mit LARU von R&S gemessen 4,5 uH.   F- Resonanz 22,5 Mhz als Sperrkreis zwischen Generator und Diodenvoltmeter H&P 410C mit Tastkopf gemessen.

Gelegenheit  fuer beide Herren  Ihren Beitrag zu ueberdenken.

mfG Knoll

 

 

 

 

Dieter Barkawitz
19.Apr.07
  4 Auch ich stimme den Ausführungen von Herrn Nagel voll zu, aber...

ich möchte ergänzend hinzufügen, dass die zusätzliche Vorselektion nicht der eigentliche Grund für die Entwicklungsingenieure gewesen sein kann einen Reihenschwingkreis gebildet aus „C18 und BV1443“ einzubauen, denn die zusätzliche Eingangsselektion dürfte nur bescheiden ausfallen weil auf einen sehr hochohmigen Parallelkreis gekoppelt wird. Da spielen ein paar hundert Ohm mehr oder weniger in der Antennenleitung nicht die ganz entscheidende Rolle. Hier steht die kapazitive Entkopplung des nachfolgenden Parallelschwingkreises im Fordergrund, denn die Entwickler können unmöglich voraussehen an welche Antenne das Gerät beim Kunden angeschlossen wird.
Da diese Antenne aus einem ixbeliebigem Stück Draht bis hin zu einem Langdraht bestehen kann bildet sie eine zusätzliche, unbekannte Kapazität, die den Eingangskreis nach unten verstimmt. Aus diesem Grund schaltet man im einfachsten Fall einen zusätzlichen Koppelkondensator zwischen Antennenbuchse und Eingangskreis. Da dieser zusätzliche Kondensator fest eingebaut ist legt der Konstrukteur mit ihm die maximal mögliche Verstimmung durch den Anschluss der Antenne fest. Der Koppelkondensator muss aber zwei gegensätzliche Eigenschaften erfüllen, einerseits sollte er möglichst niederohmig für das Antennensignal sein und andererseits sollte er eine möglichst geringe Kapazität haben um die max. Verstimmung des Vorkreises in Grenzen zu halten. Und genau diese gegensätzlichen Forderungen erfüllt ein Serienschwingkreis, denn er ist für das durchfließende Signal sehr niederohmig und hat bei Resonanz keinen Blindanteil, der  den Vorkreis verstimmt.
Leider kann man für den Reihenschwingkreis keine exakte Frequenz definieren, die liegt ja innerhalb des empfangbaren Frequenzbandes, dennoch ist mit einem Koppel-Serienkreis eine recht gute Entkopplung von Antenne und Eingangskreis möglich, denn die Drossel kompensiert auch innerhalb des nutzbaren Frequenzbandes einiges.

Gruß  Dieter
Thomas Günzel
19.Apr.07
  5 Soeben erreichte mich von Herrn Nagel folgende Mail:


Hallo Herr Knoll,

nochmal Thema Spiegelselektion.

im Reparaturhelfer zum 4040W/3D steht es wohl richtig.
Für den KW-Bereich werden 20...26dB Spiegeldämpfung genannt, das trifft Ihre Vermutung (und das was die Erfahrung gezeigt hat).

Im 4040W/3D fehlt allerdings die Drossel an dieser Stelle, dort ist lediglich der (hier 20pF) Kondensator vor dem VK geschaltet.
Besagte BV1443 findet sich an der Antennenumschaltplatte, von einem der Dipolanschlüsse ausgehend.
Auf die Meßergebnisse der Drossel bin ich mal gespannt.

Grüße,
Bernhard Nagel
Thomas Günzel
24.Apr.07
  6

Zunächst mal eine Dankeschön an Hans, Herrn Nagel und Herrn Barkawitz für ihre Beiträge.

Hier nun zu den nächsten Fragen:

Frage 2:
Die Eingangskreise für Mittel-und Langwelle sind abstimmbar.
Wie groß ist die Bandbreite dieser Filter und wie sind sie gekoppelt?

Frage 3:
Aus dem Schaltbild kann ich nur erkennen, daß die Ferritantenne nur für MW1 und MW2 wirksam ist.
Ist das richtig oder habe ich da was übersehen?

Gruß

Thomas

Thomas Günzel
01.May.07
  7 Leider hatte Herr Bradtmöller einige Schwierigkeiten  direkt zu antworten:
Hier seine Antworten:

Hallo Herr Knoll,


habe mich etwas schlau gemacht.
Der Grundig 5040 hat für KW tatsächlich meiner Meinung nach nur den einen abgestimmten "Vorkreis". Für MW dagegen 2.
Die ganze Sache wird aber als Eingangs-Bandfilterschaltung beschrieben.
MW, LW: 1-1-P-0-M
KW:        1-P-0-M

Beispiel 1:(11P0M) bedeutet 2 Schwingkreise oder Bandpass vor der
Vorstufe, aperiodische Ankopplung an die Mischstufe.

Abkürzungen: 1=Schwingkreis, P=Vorverstaerker, M=Mischstufe,
F=Nur Ferritantennen-Verstaerker, 0=Aperiodisch.

Quelle: http://www.oldradioworld.de/rfpre.htm

Das Schaltbild auf jener Seite weicht zwar ab, was die Röhrenbestückung angeht,

prinzipiell ist die Funtion der Stufen aber wie folgt:


Sehe ich das richtig?

In der Beantwortung der Fragen in der Schaltungsanalyse komme ich also
nicht weiter.


Nur soviel nach meinen Überlegungen:


Die Bandbreite des AM-Teiles wird im wesentlichen vom ZF-Verstärker
bestimmt (9kHz).


Da die Eingangskreise abstimmbar sind, kann nach Adam Riese die Kreisgüte
nicht so extrem hoch sein, da man ja hier keine ausgesprochene Resonanz
bei einer einzigen Frequenz haben will. Ein Schwingkreis, bestehend aus Induktivität und Kapazität, hat ja strenggenommen nur eine Resonanzfrequenz. Mache ich das Ganze variabel, entweder durch variable Induktivität (Variometer) oder variable Kapazität (Drehko), erhalte ich unterschiedliche Kreisgüten bzw . Bandbreiten, je nach abgestimmter Frequenz.


Ergo, muß ein Eingangskreis breitbandiger sein, als es die ZF-Durchlaßkurve ist.
Beim Abgleich soll ja auf "Gleichlauf" geachtet werden und nicht auf
Resonanzmaximum der Eingangskreise.
Sehe ich das falsch?
Insofern kann ich die Frage nach der Bandbreite der Eingangsfilter -
nennen wir es mal so - nicht exakt beantworten.

Beste Grüße,

Ihr K.-H. B.


Andreas Steinmetz
20.Sep.07
  8 Liebe Kollegen,

nachdem auf dieser Baustelle über den Sommer hinweg nicht viel passiert ist (genau genommen gab es weder etwas, was man Sommer nennen könnte, noch irgendeinen Fortschritt auf der Baustelle), möchte ich den Thread jetzt wieder hervorholen. War zu den Eingangskreisen alles gesagt worden, oder besteht noch Klärungsbedarf?

Ansonsten würde ich Thomas Günzel bitten, hier das nächste Thema, z.B. die AM-Mischtechnik, anzusprechen. Vielleicht reicht auch ein Hinweis, dass das Wichtigste dazu schon an anderer Stelle gepostet worden ist. Die Themen AM-ZF-Verstärkung, Demodulation und Regelung könnte man dann in einem Teil 6 behandeln.

Andreas
Hans M. Knoll
20.Sep.07
  9

Hallo Herr Steinmetz.

hallo die Leser.

Der Hinweis kommt rechtzeitig.
Nachdem ich die schoenen Wochen des Sommers dort verbringen durfte, wo man Tagegeld entrichten muss, will man dort etwas „gerichtet“ haben. Kam es zu den Verzoegerungen.
 
Mit H. Guenzel habe ich lose vereinbart, dass es im Oktober wieder weitergehen kann.

Bedingt offen sind noch der Post 2 und 3 , die Drossel. Dort gibt es verschiedene Auslegungen der Kollegen die mitarbeiten. Ich habe dort die Werte der Drossel nachgetragen die ich erst beschaffen musste.


In Post 4 wird dort die Angabe von Post 2 angezweifelt oder bestritten.
Ich hatte die Herren aufgefordert ob sie ihre Angaben noch aendern wollen?
Kein Echo bis jetzt.

Den Einschub des Artikels von H, Brauns GRUNDIG haette ich auch vorgeschlagen.
Das kann Herr Guenzel als Chef vom Dienst, ja machen. Ich als Person, soll ja nur Fehlendes nachtragen, oder eben Unrichtiges richtigstellen, so war es ausgemacht.

Warten wir mal ab, was ab jetzt folgt.

Es gruesst alle Leser Hans M. Knoll



Thomas Günzel
21.Sep.07
  10 Liebe Freunde des Radiomuseums,

Wie Hans schon angedeutet hat, wird es im Oktober bald weitergehen, worauf ich mich schon sehr freue!
Die Schaltungsanalyse ist keine einfache Sache und erfordert viel Arbeit, da hier fundiertes Wissen, mit Spaß an der Freude, vermittelt werden soll.

Ich selbst, möchte zuvor auch noch eine über 80-seitige Telefunken-Zeitung Nr.19 fertigstellen, sowie eine weitere Funkschau aus dem Jahre 1931.

In den kalten Herbst- und Wintermonaten haben wir dann genügend Zeit, bei einem Tässchen heissen Tee, einem Gläschen Wein oder Bier, über die genialen und trickreichen Ideen der damaligen Radio-Entwicklungsingenieure zu sinnieren und uns mit Hilfe von Hans und allen Mitgliedern über unser Hobby lehrreich weiterbilden zu lassen.

Ich freue mich auf rege Anteilnahme und viele weitere Fragen von allen Mitgliedern.

Es grüßt Euch herzlich und bis bald

Thomas
 
Hits: 17073     Replies: 22
grundig: 5040W/3D Circuitry Analysis - Part 4
Thomas Albrecht
22.Mar.07
  1

(Translation of text originally by Thomas Günzel)


Here are links to Part_1, Part_2, and  Part_3 and a link to the complete_schematic_diagram.


The FM IF Amplifier (continued)

Dear friends of the forum,

To keep the threads from getting too long, we'll begin Part 4 here.

Here is another excerpt from the schematic diagram:

For an enlarged view, simply click on the diagram below!

Question 3:

On the control grid of the EBF80 there is an R-C circuit (R17/C85) similar to the one discussed previously (R24/C86) on the grid of the EF89 II.

Does this also play a role in gain regulation?

Question 4:

The suppressor grid of the EBF80 is not connected to ground; instead it is connected to the junction of C97, C98, and R41.

What is the purpose of this connection?

 

Enjoy!

Thomas G.

Thomas Albrecht
24.Mar.07
  2

(Translation of text originally by Karl-Heinz Bradtmöller)

Hello,

Since no one else has tried to answer yet, I'd like to give it a try.

Question 3:  Yes, this is another example of gain regulation (AGC).

Question 4: 

This strongly resembles the method of generating grid bias in the Grundig Ehrenfels IF amplifier, which generates the grid bias of the next IF tube EAF801 using the suppressor grid and a 1.2 Mohm resistor, and thereby regulates gain.  In this case, the diode sections of the EAF801 tubes are put to work for IF AGC.

In the circuit under consideration, the diodes are housed in other tubes and serve multiple functions.

Best regards,

K.-H. B.

Thomas Albrecht
25.Mar.07
  3

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

On question 3:

It also appears to me that this is an additional gain regulation circuit.  This raises the question as to why there are two gain control loops in the FM IF amplifier, completely separated from one another?

On question 4:

The suppressor grid of the EBF80 is connected to the negative side of the electrolytic capacitor at the ratio detector.  The voltage on this capacitor at the ratio detector is held symmetric with respect to ground by resistors R40 and R41.  That means that when the tuning is centered, half of the voltage on the electrolytic capacitor is applied to the suppressor grid of the EBF80.  As a result, the EBF80 is controlled by the tuning in a manner proportional to the signal strength, and thereby influences the steepness of the response or the tuned circuit in the ratio detector.

Regards,   Dieter

Thomas Albrecht
25.Mar.07
  4

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Herr Bradtmöller and Herr Barkawitz,

Question 3 was answered correctly by both of you.  Question 4 was answered exactly by Herr Barkawitz, and Herr Bradtmöller compared it to a circuit which performs the function for both AM and FM.

The question which is still open, however is:  What is all this for?  I'll answer that soon...

Regards, Hans. M. Knoll

Thomas Albrecht
26.Mar.07
  5

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

GRUNDIG 5040W 3D Part 4

At this point I recommend taking a look at this work by Prof. Rudolph, in which this subject is broadly covered.

FM_Demodulation_WS0506.pdf  Thanks for allowing me to borrow pictures from it.  H.M.K.

Answer to Question 3

Both of the answers that have been given, which answer the question in terms of "gain regulation" (AGC) deserve credit, although one can also view things differently.

It's correct that it functions as a gain regulator with a threshold above which a level can be kept nearly constant.  This is known as a "limiter."  Every thermostat works the same way in principle.

The circuit already discussed in Part 3, posts 9 and 19, is, from a purely functional point of view, identical to what we are now discussing.  However, in the previously discussed circuit, an AGC voltage for the RF stage is also derived.  What is still an open question is whether the limiting of a signal amplitude is the original design purpose for the circuit, or just a side effect?  I'll come back to this question.

This figure shows that an AGC (automatic gain control) or AVC (automatic volume control) control voltage was also taken from the limiter in U.S. designs.

With respect to question 3 in Part 4 (i.e., here), this is a commonly used and necessary function.  It is known as "limiting" or "AM suppression."

The limiting function relates to limiting the RF output amplitude of a stage or multiple stages.  Figure 310 shows this:

In Figure 310 we see a linear amplifier stage which feeds RF into a subsequent stage through a bandpass filter.  The second stage is the one we're talking about for question 3.

On the X-axis is the RF input signal in mV, and on the Y-axis is the output signal in volts.

Both tubes have the now familiar R-C circuit on G1.  Without the R-C, the output signal would increase linearly with the output voltage, until the tube is overdriven, depending on the values of resistors on either the grid or anode.  That's a situation that is never wanted.  If a tube is overdriven on G1, grid current flows, and this can have a high value (mA).  This diode action, however, changes the transfer function of the bandpass filter and negatively impacts the overall performance of the radio, unless this situation is controlled.

The grid current in an amplifier or oscillator can be limited by an R-C circuit, whereby the DC voltage, which follows the RF amplitude, shifts the operating point of the tube toward a more negative grid bias (Ug1) and lower anode current.  This all happens smoothly, so that the action can be viewed as gain regulation.

In order to optimize the desired AM suppression, the screen grid (Ug2) must be held at the right voltage, so that the limiting of the anode current (Ia) begins as early as possible.  In Figure 310, there is a relatively large resistance Rv on G2.  With this large resistance, at low RF input, the point of overdriving occurs early, since the large screen grid current (Ig2) drops the screen grid voltage to a low value.  That makes the linear part of the characteristic curve of Ia vs. -Ug1 short.

If the RF amplitude rises at the input of the stage, a negative voltage is developed in the R-C circuit, which reduces the anode current and the screen grid current.  That causes the screen grid voltage Ug2 to climb and increases the length of the linear region.  The whole effect is steady and smooth; that's why the caption of the figure mentions a smoothly tracking screen grid voltage.

In Figure 313b, I will show that the correct length of the linear region of the Ia/-Ug1 curve is achieved for all RF voltages.

This figure shows an input signal with varying amplitude (shown vertically).  The anode current of the stage is shown horizontally.  One can see that if the linear region is too long, or the input signal too small, the undesired amplitude modulation is either not suppressed at all, or is only limited on its positive peaks at the upper kink of the curve.  The same thing happens at the lower kink.  Therefore is it necessary to choose the component values carefully, in order to have effective AM suppression.  Good AM suppression is really the main advantage of FM -- it allows interference-free reception.

In high performance receivers, limiter circuits like these are used in cascade.

Here is a text on this subject by one of our members:

Text 401 by Prof. Dr. Eng. Dietmar Rudolph (Copy:  Hans M. Knoll)

Limiter Circuit Using Tubes

In tube circuitry, it is often sufficient to have a single limiter stage.  To accomplish this, tubes are operated in a manner so that they go into saturation especially quickly, if the operating voltages are kept low.  An R-C circuit is also typically used in the grid circuit.  The characteristic curve shows the situation, as in Figure 5.

With a single tube, one can only achieve incomplete and one-sided limiting function.  An improvement is to implement two limiter stages in cascade, as shown in Figure 6.  In such a circuit, the limiting threshold is lower and the limiting function is more symmetric.

I would add that in the case where one-sided (either upper or lower) limiting is insufficient, the signal from the first stage is inverted 180° and in the second stage gets limited on the side which was previously poorly limited, and thereby any AM is eliminated.

Here is a figure from H. Prof. Rudolph:

(caption above is "Figure 6:  Limiter with 2 tubes in cascade")

And here is another from Prog. Rudolph:

(caption above is "Figure 5:  Characteristic curve of a limiter with one tube")

In the 5040W/3D the two tubes are the EF89 II and the EBF80.  This also answers why this "AGC" is used two times in series in the amplifier chain of models 4040 thorugh 5050.

GRUNDIG 5040W 3D Part 4

Remark:

Herr Günzel normally decides independently what questions he asks.  In this case, I asked him to combine what we are now discussing as question 4 with his question 3.  The two questions are closely related, although there was no way for him to know that.  In other cases, I am not involved in the posing of questions.  HMK

Answer to question 4

It was asked why the suppressor grid of the EBF80 is not grounded, but is instead connected to the junction of C96, C98, and R41?

In the discussion of question 3 it was mentioned that the design of the limiter stage must be done very precisely, since the rejection of interference on the FM demodulation due to AM interference cannot function optimally over the entire range of antenna signal strengths.

A relevant consideration is the anode and screen grid voltages on the stage before the demodulator (ratio detector), in this case, the EBF80.  In the caption of Figure 312 there is a clue:  note the the low anode and screen grid voltages.  With Figure 310 there is another clue -- the smoothly varying screen grid voltage.

This design of the limiter stage influences the function as shown in Figure 313b and in Rudolph Figure 401.  The ideal case for FM would be a low anode and screen grid voltage as shown in Figure 310.

There are in fact some radios in which both voltages, or just the screen grid voltage are provided with extremely low voltages.

NEW INFORMATION:  For example, in the model CELERINA 6100 ID 11 782, which you can find here in RMorg.  There you will find the AM and FM sections completely separated; in that case, there is freedom of design.  This was also the case for the GRUNDIG RT50 in 1964.

What prevents the designer from doing that?  For one thing, with this type of design there is little audio signal at the demodulator, and for another, there is little voltage to control the tuning eye.

In the middle of the 1950s, there were designs for which it was necessary to switch between 16 and 20 volts.

It is no problem to make a ratio detector that outputs maximum 25 volts (in order to have some headroom).  However, this also produces only about 2 volts of audio signal with maximum drive (40 kHz).  At that time, a moderate range of 12 to 15 kHz was the rule.  However, that produces only about 0.7 V audio signal, which is too little for a normal radio design.

In addition, the AM IF is a problem.  If the EBF80 provides too little signal to the diodes, then also for AM the audio signal is 30% too low, and the AGC voltage for the RF stage and the tuning eye is too low.  Everyone knows that if the tuning eye indication is too weak, it is likely to be particularly bad for AM.

Therefore, one cannot operate the EBF80 with too little voltage.

At that time, there were many radios that switched the screen grid voltage of the last IF stage between AM and FM.  SABA, Siemens, etc.  That however requires a switch in the FM section, where there usually isn't enough room.  Otherwise the switch wiring could carry 10.7 MHz from the rear where the signals are large to the front (ECH) where small signal levels occur.  That causes feedback which does not lend itself to a good design.  In 1953 (as far as I can tell) Philips came out with a switching method that didn't require a switch.

Figure 403

This text comes from this Philips article.  It can't be said better!

Suppressor grid control of the tube before the ratio detector:  To improve the limiting of the ratio detector for FM reception, it is desirable to regulate the gain (AGC) of one or more stages and to allow the last IF stage to function as a limiter.  For the case of normal AGC on the control grid, the AGC voltage for both AM and FM have to use the same wiring.  If different tubes should be regulated for AM and FM, a switch must be used in the AGC circuit.  For the new Philetta BD223 U-K, the AGC lines are separated, so that for FM the IF stage UF85, the AGC is applied to the suppressor grid.  This tube otherwise functions as a prelimiter on its grid.  This circuit is shown in Figure 403.

From here the text is mine (Hans Knoll).  Since the ratio detector, by virtue of the double pre-limiting on G1 and G3, receives a nearly constant IF signal amplitude, it can be designed for a small amplitude range.  This has a great advantage.  If a low screen grid voltage is used, then the tuning eye control voltage (the DC voltage at the ratio detector) is small for small signal levels.

If the gain is regulated before G3 of the driver stage, it happens only at fairly high DC voltages on the ratio detector, and therefore on G3 of the EBF80.  Therefore, for small signal strengths, there is little or no AGC and therefore no reduction in the control voltage for the tuning eye, which is what is desired.  As an alternative, it is possible (and also done in practice) to use voltage dividers to apply optimal voltages to G3 and the tuning eye, so that the ratio detector can have the highest voltage, and the other points can have the appropriate voltage.  There are examples of this.

Figure 405

This is now a very clever design which is multifaceted.

Just an example:  If the limiter stage is designed so that its output voltage saturates very early, the ratio detector voltage can no longer be used for tuning, since it doesn't change any further.  As everyone knows, later FM tuners therefore had a centering meter.

In sets with good FM design, the DC voltage from the limiter stage or an RC circuit in the limiter stage was used for tuning, since these voltages are tied to the signal strength over a wide range of antenna signals.  If one finds R40 (20M) in the circuitry of the 5040W 3D, it will be seen that it serves as such a link:  Ratio detector voltage / limiter.  There the limiter level of the EBF80 is taken as a voltage at R17 and C58 and added to the ratio detector voltage, since the ratio detector voltage stays constant at high RF signal levels, and therefore would not be useful for tuning to maximum signal strength.

All of the measures discussed above, even though they appear to be simple, together make a good design.

The GRUNDIG 5040W 3D exploits all of these techniques except the reduced screen grid voltage on the tube before the ratio detector (EBF80).  An important feature is the symmetric ratio detector.  Already in 1947 the inventors of the ratio detector pointed out that a symmetric ratio detector is better and provides equal AM suppression over its bandwidth.  The original ratio detector is a symmetric design.  See here Figure 404, the original from S. W. Weeley and J. Avis from RCA in 1947.

Figure 404

With the introduction of the EABC80, the asymmetric ratio detector became the standard, because of the limited pincount of the tube.

With that, I consider questions 3 and 4 answered from my side.

Enjoy,  Hans M. Knoll

Attachments:

Thomas Albrecht
26.Mar.07
  6

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

To show how the DC level at the ratio detector and the audio voltage level respond to changes in the RF input voltage in a standard radio design, I have included some measurement curves of the type we often made in the laboratory.

The red curve is the DC level at the ratio detector and the black curve is the audio voltage at the ratio detector, and you can see that they run exactly in parallel.  The green curve is the G1 voltage on the R-C circuit of the stage before the ratio detector.  There you can see that at the point where the ratio detector no longer shows any change, the limiter is already at 50%.

This radio also has the AGC applied to G3 of the tube before the ratio detector and also on the preceeding IF tube.  That means the AGC applied two times on G3.

Hans M. Knoll

Attachments:

Thomas Albrecht
31.Mar.07
  7

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear friends of the forum,

At this point I'd like to give my sincere thanks for the detailed and understandable answers from Hans on this not entirely trivial subject.  Personally, as a "youngster" when it comes to tube circuitry, I have learned a great deal!

The next step along the way would have been the ratio detector with the EAA91.  However, the function and circuitry methods for this have already been described in detail by Professor Dietmar Rudolph here:

FM_Demodulation

As a result, further explanation by Hans is not necessary.

Therefore we will soon launch into the AM section and go through it from the antenna input up to the detector.

An appeal to all those who have questions, but don't have access to post in this thread:  Simply send questions to me by email, and I will add them to the list of questions in your name.

I hope everyone enjoys the next series and hopefully we will have many questions.

Thomas Günzel

Thomas Albrecht
31.Mar.07
  8

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

I would also like to express my thanks to all contributors.  Naturally Herr Knoll is at the top of the list for his really valuable contributions, which have made me say "Aha!" again and again.  But I'd like to thank everyone else, too, including those who have worked in the background.  Due to lack of time, I couldn't participate this time.

However, before we go further with the FM demodulator, I would like to address an important detail:  Who would like to post something about the peculiar circuitry used to decouple the screen grid and anode circuits in both IF stages?  I'm thinking about the circuitry of C79/80 and C85/59.

We'll wait for answers.  If no one responds, I would be happy to take this one on.

Andreas

Thomas Albrecht
01.Apr.07
  9

(Translation of text originally by Karl-Heinz Bradtmöller)

Hello Herr Steinmetz,

I'll give it a try:

Resistors are not ideal components -- if current flows through them, the molecules making up the resistor are set into thermal excitations.

In order to minimize the resulting thermal noise and keep it out of the signal as much as possible, capacitor C59 is put in parall with resistor R14, and capacitor C80 is in parallel with resistor R21.

Best regards,

K.-H. B.

Thomas Albrecht
01.Apr.07
  10

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear friends of the forum,

For better understanding, here is an excerpt from the schematic diagram.

Thomas G.

Thomas Albrecht
03.Apr.07
  11

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Hello Herr Bradtmöller,

In the context of IF stages, specifically the screen grid and anode circuits, thermal noise voltages don't play a relevant role.  As you have correctly stated, the capacitors under discussion, together with the resistors leading up to them, form low pass filters to decouple RF from the power supply.  In other words, the capacitors "block" RF from traveling beyond the circuitry of the stage they are connected to.  So far, so good.

But that is not all.  You correctly observed that two capacitors are connected in series.  However, your conclusion doesn't capture everything:  In addition to their primary function as low pass filters, there is an additional function, which is evident from the fact that the anode decoupling capacitors C80 and C59 are not connected directly to ground, but are instead connected to the screen grid bypass capacitors C79 and C85.

Perhaps you'll see the underlying reason for this, if you consider the fact that for RF, there is still a (fairly) small voltage on the capacitors.  How is this voltage divided among the two capacitors, and with what phase relationship?

Andreas

Thomas Albrecht
04.Apr.07
  12

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Dear colleagues,

Too much radio silence isn't good, so I will shed a little light on this subject.  Later I'll post an exact explanation and then I'll add a link to it here.

Here are the most important points in brief:  Keeping in mind on one hand the parasitic capacitance present on the anode due to the tube itself and the surrounding circuitry, and on the other hand the two decoupling capacitors, one can recognize that there is a capacitive voltage divider (three point type) which divides the AC signal voltage in the output circuit.  Therefore an RF voltage appears on the screen grid with phase opposite that of the anode signal.  This voltage is indeed very small, but it is sufficient to neutralize the harmful effects of interelectrode capacitance (which results in some feedback) between the control grid and anode.  Therefore this is another case of a neutralization bridge.  Without this, the transfer curve of the IF amplifier would be asymmetric, which could perhaps be compensated by adjusting the alignment with a wobbler.  However, the circuit would unfortunately become in principle unstable.  In a top-notch design one is therefore inclined to neutralize the feedback capacitance and eliminate the root cause of the problem.  In principle, one could also feed the neutralization signal directly into the control grid circuit, but one can save the cost of additional components this way and get the same effect.

When repairing these radios, one must be careful not to appreciably bend the wiring, since this can affect the stray capacitance.  In addition, the choice of decoupling capacitors is critical, since at 10.7 MHz, slight variations in the lead lengths can have a considerable effect on the neutralization bridge.  Obviously, the grounding point should also not be changed.

Andreas

Edit 4/7/07:  The article is now finished:  Neutralization in the IF Section of FM Receivers 

Thomas Albrecht
05.Apr.07
  13

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Forum, hello Thomas G. and Herr Steinmetz,

Question 5 has been aswered correctly by Herr Steinmetz.  We'll wait to see what he adds in the text he is preparing.  After that, If it looks like I can add something further, I'll do that.

Greetings,

Knoll

Addendum:  The only thing to add is the first class article that Herr Steinmetz posted.

One could not do a better or more detailed job!

Hans M. Knoll

Thomas Albrecht
06.Apr.07
  14

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear friends of the forum,

I received the following e-mail from Herr Schlemm:

Hello Herr Günzel,

I've been following the circuitry discussion on the Grundig 5040 with great interest.  Perhaps the following would be of general interest:  What is the purpose of the combination of R30 and C87 on the cathode of the EBF80?

I have seen similar combinations (sometimes just the resistor without a capacitor in parallel) fairly often in dedicated FM-only IF amplifiers, without understanding what they're for.

With friendly regards,

Ernst Schlemm (GFGF*)

Who can provide a tip on this one?

Sincerely,

Thomas G.

 

GFGF = Gesellschaft der Freunde der Geschichte des Funkwesens, a major anitique radio organization in Germany

Thomas Albrecht
09.Apr.07
  15

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

Remark on question 5:

It occurs to me that the comparitive values of C97 and C80 (10 nF and 2 nF, respectively) are reversed compared to C85 and C90 (2 nF and 10 nF).  Is this simply a notation error, or does the EF89 II need more neutralization than the EF89 I ?

On question 6:

The cathode resistor R30 sets the operating point of the EBF80 via negative current feedback for good DC stability.  Cathode current flows through R30, and the voltage drop across the resistor raises the potential of the cathode with respect to ground.  The control grid is connected to ground via R17 and as long as there is no IF signal, the grid is at 0 volts, so that the grid is negative with respect to the cathode.  However, depending on the IF signal strength, grid current flows through R17, which further increases the negative bias with increasing signal level (see answer to question 3).

From the above, the following can be determined:

R30 sets the operating point, which shifts toward less amplification with increasing signal level via the action of R17.

C87 increases the feedback of R30 for AC voltages at the IF frequency, so that the full amplification of the tube can be used.

P.S.:  At this point I would like to sincerely thank Herr Knoll and Herr Steinmetz for the very detailed, yet easily understandable explanations!

Regards,  Dieter

Thomas Albrecht
09.Apr.07
  16

(Translation of text originally by Dietmar Rudolph)

The diodes in the EBF80 provide for AM demodulation and generation of the AGC (automatic gain control) voltage for AM operation.  If the cathode of the EBF80 were connected directly to ground, even for very weak signals an excessively large AGC voltage would end up being applied to both EBF89 tubes.  That would result in a low AGC slope.  Since the cathode of the EBF80 is at around +1.7 volts, the received signal must be at least large enough to overcome this voltage.  This results in a "delayed" AGC, which leads to better AGC behavior.  The EBF80 itself is not controlled by the AGC.  This also increases the slope of the AGC gain regulation.  Therefore it is necessary to let this stage operate in the linear regime.  The RC combination on the cathode serves this purpose, setting the operating point.

For FM operation, this RC combination has no negative effect, since the IF signal already has such a large amplitude that limiting occurs with help from R17 and C58.

The schematic diagram is complicated to understand, since the order of the two EBF89 tubes is different for FM and AM.  For FM, the order is I and II as shown.  For AM, the EF89 II is an aperiodic precursor stage for the mixer ECC82 (1st triode).

Best regards,  DR

Thomas Albrecht
09.Apr.07
  17

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Herr Barkawitz, hello forum,


What's that I see?  A comrade-in-arms, Herr Professor Rudolph.


Question 6 has been answered perfectly, as long as one understands the tip regarding R17 and the answer to question 3 to mean that it shifts the operating point for FM only. 

For AM, it does nothing.  It inhibits the AGC; if it did not, the AM modulation would be lost!

Your answer is correct, I've just broadened it...

Edit:  The answer from Herr Barkawitz for the first part of question 6 is correct insofar as we are discussing the FM section first, and then later the AM section.

Still unanswered is what is in parintheses:  Why are there cathode resistors with no bypass capacitor, alone or in combination with another bypassed resistor?  P.S.:  I have already dealt with this subject in detail in RMorg, but who has read it?

On question 5:

Properly observed and understood!  With the article by Herr Steinmetz, one should see it the way you do.

I saw that the moment Herr Steinmetz posted the question.

Sometimes backwards; sometimes forward -- why did they do that?

As you suggest, the Grundig company made of mess of this.

After Easter, do I want to explain how?

Edit 4/13/07

Here is an excerpt from a schematic in which both capacitors have a value of 10 nF.

Here it can be clearly seen that one value was changed from 10 nF to 2 nF by hand.

Since the 2 nF capacitor goes to ground on the second EF89, and it doesn't make much sense to change the capacitor that goes from the filter to g2; that would be changing the neutralization in the opposite direction compared to what is used in the other EF89.

Therefore one could assume, as I do, that the schematic diagram is wrong.

Hans M. Knoll

I would also be happy if someone could find a practical application for our work, which is not totally simple and was also expensive!

Hans M. Knoll

Happy Easter.

Thomas Albrecht
10.Apr.07
  18

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

My sincere thanks to Herr Rudolph for his words of explanation, which have turned my thoughts in a completely different direction, and have thereby motivated a few new questions.

You write:

"If the cathode of the EBF80 were connected directly to ground, even for the weakest signals an AGC voltage would be generated, which would immediately reduce the gain of both EBF89s.  That would result in a low gain regulation slope."

Right away I can understand the immediate application of the AGC voltage and its associated gain reduction in the two EBF89s, but why does this result in a low gain regulation slope?

"Since the cathode of the EBF80 has a potential of around +1.7 V, the received signal has to be at least as large as this voltage to overcome it.  In this way, a "delayed" AGC is created, which provides better AGC behavior."

If I understand this correctly, it means that both diodes in the tube are in series with a reverse bias of 1.7 V, which makes the diodes appear to have a higher forward voltage drop.  As a result, the take-off point of the AGC voltage is shifted upward by this voltage (here 1.7 V).  Is this also referred to by the expression "delayed" AGC?

"For FM this RC combination has no negative effect, since the IF signal already has such a large amplitude, that some limiting is accomplished with help from R17 and C58."

Of course there would also be no negative effect if the tube were in the linear regime.  In any case, I don't understand why the FM IF signal generally has such a large amplitude that R17 works as a limiter.  The amplitude of the FM IF signal is directly related to the FM input signal, so wouldn't it be quite small if the input signal were very small?

- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

I would also like to thank Herr Knoll for his explanations!  And a few remarks:

"as long as one understands the tip regarding R17 and the answer to question 3 to mean that it shifts the operating point for FM only."

Is it possible to view this in an entirely different manner?  How can an AGC voltage (delayed by the voltage on R17 and the operating point of the tube) be developed, when there is no FM signal present (which is necessary to develop the AGC voltage) because the radio is set to AM?

Your question:

"Still unanswered is what is in parintheses:  Why are there cathode resistors with no bypass capacitor, alone or in combination with another bypassed resistor?  P.S.:  I have already dealt with this subject in detail in RMorg, but who has read it?"  I would have gladly read it if I had found it!

For your question I already wrote the following in post 15:

"C87 increases the feedback of R30 for AC voltages at the IF frequency, so that the full amplification of the tube can be used."

In general, one can say that a cathode resistor often performs multiple functions simultaneously:

-  it sets the DC operating point

-  it determines the current feedback for the signal

-  it shifts the forward voltage drop of a diode (as we have seen above)

-  etc.

The capacitor in parallel increases the current feedback for the signal.  If one desires a small current feedback, the cathode resistor can be divided, with a capacitor bridging only part of the total resistance.  In addition it is also possible to create frequency dependent versions of the cathode resistor; for example, when the effective impedance of the parallel capacitor is quite high for the signal, or when a resistor is placed in series with the bridging capacitor, etc., etc.

Happy Easter Monday to everyone,

Dieter

 

Thomas Albrecht
10.Apr.07
  19

(Translation of text originally be Hans M. Knoll)

Hello Herr Barkawitz,

This statement I made is wrong:

"as long as one understands the tip regarding R17 and the answer to question 3 to mean that it shifts the operating point for FM only."

Unfortunately I (Knoll) overlooked the fact that G1 of the EBF80 is switched in this radio between AM and FM, unlike almost all other radios.

You wrote:

Your question:

"Still unanswered is what is in parintheses:  Why are there cathode resistors with no bypass capacitor, alone or in combination with another bypassed resistor?  P.S.:  I have already dealt with this subject in detail in RMorg, but who has read it?" 

You wrote:

I would have gladly read it if I had found it!

My response:  That simply goes to show that there is more available than what what you show (in all answers).

I'll post some additional details on that!

Greetings,  Knoll

Thomas Albrecht
10.Apr.07
  20

(Translation of text originally by Dietmar Rudolph)

The RC combination on the cathode of the EBF80 is only necessary for AM oepration (468 kHz); for FM the cathode could be connected directly to ground, if limiting were the only function desired.  But perhaps there is another "trick" here together with suppressor grid AGC control of the EBF80, which Herr Knoll explained.

In any case, the RC combination on the cathode is primarily necessary for AM.  I've learned that discussion of the AM section is not intended at this moment.  Nonetheless, I don't want to withhold the requested answer.

Here is a scan from Terman Radioengineering which shows the AVC (automatic volume control) characteristic curves:

The "output voltage" can be understood as a DC signal proportional to the carrier amplitude (which controls the Magic Eye) or as the amplitude of the demodulated signal, since both are proportional to one another.

The "characteristic without AVC" is the amplification transfer curve of the apparatus.  The steeper this transfer curve is, the greater the amplification.  It is linear, so that no distortion occcurs.  Without AVC, the volume of the received signal would increase if the station got stronger.  That's the way it worked with unsophisticated radio designs:  Depending on reception conditions (fading), one either heard virtually nothing, or the receiver was overloaded.

With the "simple AVC" there is feedback by which the amplification is reduced, and this is shown in the flatter curve (b).

If one assumes a particular amplification factor as a given, then, in an ideal receiver, above a certain minimum field strength, the output signal would be constant as in curve (a).

To get close to this ideal response, the gain should not be controlled up to the point of this minimum field strength, but start beyond that point.  This minimum field strength produces at the AGC demodulator (left diode of the EBF80) an associated negative control voltage.  If at this point, the cathode of the demodulator diode is placed at an equally high positive potential, then the sum of these voltages is 0 V with respect to ground.  If the field strength of the received signal increases further, a negative voltage is generated with respect to ground, which is used to control the gain of various tubes.

From the point of view of control theory, this is an example of feedback, but it starts to take effect at a sufficiently strong field strength, and is therefore referred to as "delayed."  (For control theorists:  In a "normal" control loop, the fedback signal amplitude is subtracted from the input amplitude.  On the other hand, for an AVC, there is a division of the IF voltage by the control voltage and no subtraction.  For this reason the AVC has greater effect, the more stages it governs.)

The more stages that are controlled, the better the AVC is (curves c and d).  If the control voltage is further amplified, it has the effect of increasing the gain of the control loop, and the outcome is even better (e).  This can be done except for the fact that, as in the Grundig 5040W 3D, the IF is amplified in a linear stage immediately before the demodulator.  This has a positive effect on the linearity of the demodulator.

For FM operation, in principle, a similar transfer curve is desired as for AM.  Since the information for FM lies in the zero crossings of the RF cycles, the same kind of transfer curve is achieved by using a limiter.  At the same time, one eliminates interfering amplitude variations of the FM signal, since these would show up as interference in the demodulated signal at the output of most types of FM discriminators.  The limiter amplifier in the Grundig 5040W 3D has three stages (EF89 I, EF89 II, and EBF80).  The EBF80, as the third stage, receives the strongest signal, and therefore the RC combination on the cathode has no ill effect.

Greetings, DR

Thomas Albrecht
10.Apr.07
  21

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

I have been reading the explanations by Herr Rudolph with great interest, and I'm enthused about the method and approach he uses.  Unfortunately these days it's somewhat rare to find complex subjects explained in an easily understandable form.

In summary -- thanks again for your efforts to provide something we can learn from presented in nice manner.

Greetings, Dieter

Thomas Albrecht
11.Apr.07
  22

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello forum,

There are two additional items related to question 6 that haven't been answered yet.

Herr Rudolph asked whether the RC combination on the cathode had any function for FM, other than that which Herr Barkawitz already discussed in post 15.

My answer is no; for FM no RC is needed, just as you see on both EF89 tubes.

There is also an unanswered question from Herr Schlemm as to what the function of a cathode resistor without a bypass capacitor is.

The function of the component is current feedback.  This is done in order to reduce or eliminate the input capacitance in response to changes in -Ug1 (control grid voltage), which affect the space charge capacitance.  Otherwise the circuit would be detuned by limiting or AGC action.  Particularly relavent to TV and stereo equipment.

There is an article on this subject by me from 2004, which Herr Schlemm would really find informative.

Here is a link to it:

Why the EAF801 tube was created

If there are further questions, I'll be glad to answer them, even if they are not related to the 5040W 3D.

Hans M. Knoll

 

Ernst Erb
30.Dec.07
  23 This thread is the third continuation of at least 5 threads about the topic of "Circuitry Analysis of a modern Radio" on the example of a Grundig 5040W/3D. If there is a note where to follow then I missed it and therefore I try to give you the URL to the following article. If the next ones miss a link for continuation I will put it in there too.

 
Hits: 17197     Replies: 21
Schaltungsanalyse 5040W/3D 4. Teil
Thomas Günzel
21.Mar.07
  1
 Hier geht's zum Teil1 , Teil 2 und Teil 3
Der komplette Schaltplan V1.3 hier


Der FM-ZF-Verstärker  (Fortsetzung)

Liebe Freunde des Forums

Um die Threads nicht zu lange werden zu lassen, hier nun schon der 4.Teil.


Dazu wieder ein Schaltungsausschnitt:

Zum vergrößern, einfach auf das Bild klicken!



Frage 3:

Am Steuergitter der EBF80 befindet sich eine ähnliche RC-Kombination (R17/C58) wie die schon besprochene Kombination (R24/C86) am Gitter der EF89 II.

Wird hier nochmals nachgeregelt?


Frage 4:

Das Bremsgitter der EBF80 liegt nicht auf Masse, sondern führt zum Verbindungspunkt C96/97_R41.

Wozu dient diese Verbindung?


Weiterhin viel Spaß

Thomas



Karl-Heinz Bradtmöller
23.Mar.07
  2

Hallo,

da es noch keiner versucht hat, zu antworten, möchte ich es einmal wagen.

Frage 3: Ja, es wird nochmals geregelt.

Frage 4:

Erinnert stark an die Gittervorspannungserzeugung im Grundig Ehrenfels ZF-Verstärker, wo mittels Bremsgitter und 1,2 MOhm Widerstand die Gittervorspannung der nachfolgenden ZF-Röhre EAF 801 erzeugt und "geregelt" wird. Hierbei werden die Diodenstecken der EAF801-Röhren zur ZF-Regelung herangezogen.

In vorliegender Schaltung sind die Dioden in Extra-Röhren untergebracht und erfüllen gleich mehrere Funktionen.

Beste Grüße,

Ihr K.-H. B.

Dieter Barkawitz
24.Mar.07
  3 Zu 3:
Da gibt es einen zusätzlichen Regelkreis, so sehe ich das auch. Es stellt sich allerdings die Frage aus welchem Grund innerhalb des FM-ZF-Verstärkers zwei voneinander getrennte Regelkreise eingebaut wurden?

Zu 4:
Das Bremsgitter der EBF80 ist mit dem Minusanschluss des Ratio-Elkos verbunden. Die Ratio-Elkospannung liegt über R40/41 symmetrisch an Masse. Damit liegt bei Abstimmung auf Frequenzmitte die halbe, negative Ratio-Elkospannung am Bremsgitter der EBF. Die EBF wird demzufolge mit der Abstimmung, also frequenzabhängig, proportional zur Signalstärke gesteuert und nimmt damit Einfluss auf die Steilheit des Ratiofilters.

Gruß Dieter
Hans M. Knoll
24.Mar.07
  4

Hallo Herr Bradtmoeller und H. Barkawitz.

 Die Frage # 3 ist von beiden richtig beantwortet, die #4 von H. Barkawitz exakt und von H. Bradtmoeller auch mit einer Schaltung verglichen die ausser AM , auch die FM Funktion erfuellt.

Die Fragen die jetzt aber alle noch offen sind: wozu das alles? Werden demnaechst von mir beantwortet. 

Was mich etwas bedrueckt, ist es so schlimm, aus Erster Hand zu erfahren wie die Schaltung wirklich funktioniert? Warum muessen Sie etwas wagen oder sich trauen?

Herr Guenzel macht das doch, um noch einen Zeitzeugen mit einzubeziehen.

 

Gruesse von Hans M.  Knoll

 

Hans M. Knoll
25.Mar.07
  5
GRUNDIG 5040W 3D Teil 4
Hierzu empfehle ich, sich diese Arbeit von Prof. Rudolph anzusehen. Dort wird das Thema global besprochen.
Ich danke fuer die Ausleihe von Bildern. H.M.K.
 Antwort zur Frage 3
 
Die beiden gegebenen Antworten habe ich als „Regelung“ gelten lassen, obwohl man das auch anders sehen kann.
Genaugenommen ist das eine Regelung mit einem Schwellwert ab dem ein Pegel nahezu konstant gehalten wird.  Als Begrenzer oder Limiter bekannt. Jeder Thermostat ist das im Prinzip. 
Die im Teil 3 Post 9 und 19 schon besprochene Schaltung ist von der reinen Funktion gleich der jetzt diskutierten.  Es wird von dort aber  zusaetzlich eine Regelspannung fuer die FM -Vorstufe entnommen. Was die Frage offen laesst, ist der Urzweck der Schaltung eine Begrenzung einer Groesse, beabsichtigt oder Nebeneffekt? Ich werde darauf noch zurueckkommen.
Dieses Bild zeigt jedoch, auch in USA wurde damit eine AGC (automatic gain control) erzeugt oder entnommen
 
Bei der Frage 3 im Teil 4 (also hier) ist das eine bei FM- Empfaengern uebliche und notwendige Funktion.    Bekannt als Begrenzung oder AM-Unterdrueckung.
 
Die Begrenzung bezieht sich hier auf eine Begrenzung der HF- Ausgangsspannung einer Stufe oder von Stufen.
Das Bild 310 soll das zeigen.
 
Im Bild 310 sehen wir eine lineare Verstaerkerstufe die ihrerseits eine nachfolgende Stufe ueber ein Bandfilter mit Hochfrequenz ansteuert. Diese zweite Stufe ist die, von der hier die Rede als Frage 3 ist.
Man sieht auf der X- Achse das HF- Eingangssignal in mV, auf der Y-Achse das Ausgangssignal in Volt.
Die zweite Roehre hat am G1 diese uns bekannte R/C Kombination.
Ohne diese Kombination wuerde das Ausgangssignal solange linear mit der Ausgangsspannung ansteigen, bis die Roehre je nach Beschaltung mit Aussenwiderstand am G1 oder an der Anode in die Uebersteuerung ginge. Das ist jetzt zwar ein Zustand der durchaus gewollt ist. Nur wenn eine Roehre am G1 uebersteuert wird, fliesst dort Gitterstrom, der wie eine Diode hohe Werte annehmen kann. (mA) Diese Diodenfunktion veraendert aber die Uebertragungsfunktion des Bandfilters und damit das gesamte Verhalten des Empfaengers im negativen Sinn, wenn man dieses Verhalten nicht kontrolliert.
Der Gitterstrom wird wie beim Audion oder Oszillator mit einer R/C- Kombination begrenzt, indem die Gleichspannung die ja der HF folgt, den Arbeitspunkt der Roehre nach negativer Ug1 und damit zu kleinerem Anodenstrom verschiebt. Das ganze geschieht gleitend, so das man es als Regelung durchgehen lassen kann.
Damit die Wirkung der gewollten AM-Unterdrueckung optimal wird, muss das Schirmgitter (Ug2) eine passende Spannung erhalten, damit die Bergrenzung von Ia moeglichst frueh einsetzt. Im Bild 310 findet man einen relativ grossen Rv am G2. Damit wird bei kleiner HF der Punkt der Uebersteuerung schon frueh erreicht,  weil wegen des noch hohen Ig2 nur  eine kleine Schirmgitterspannung anliegen kann, die Kennlinie Ia versus –Ug1 ist dabei kurz.
Steigt die HF am Eingang der Stufe an, entsteht an der R/C Kombination eine negativere Spannung die den Anodenstrom und den Schirmgitterstrom zurueck nimmt, deshalb steigt Ug2 an und verhindert dass die Kennlinie „kurz“ bleibt. Das ganze ist ein stetiger oder gleitender Vorgang, in der Bildunterschrift ist daher von einer gleitenden Schirmgitterspannung die Rede .
 
Das zu jeder HF- Spannung die richtige Laenge der Ia/-Ug1 vorhanden sein muss, will ich mit dem Bild 313b  zeigen.
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Dieses Bild zeigt ein in der Amplitude schwankendes Eingangsignal. (senkrecht)
Und waagrecht den Anodenstrom der Stufe. Man sieht, ist die Kennlinie Ia/-Ug1 zu lang oder das Eingangsignal „noch“ zu klein, wird die stoerende Modulation gar nicht oder bei mehr Signal nur im oberen Knick der Ia Kennlinie ausreichend begrenzt, das gleiche geschieht am unteren Knick. Es ist daher eine sehr genaue Dimensionierung aller Parameter der Stufe erforderlich um eine wirksame AM-Unterdrueckung zu erreichen. Was ja der eigentliche Vorteil des FM- Modulation und des stoerungsfreien Radioempfanges ist oder sein soll.
Bei hochwertigen Empfaengern wendet man diese Schaltung des Begrenzers in Kaskade an.
Hierzu einen Text unseres Mitglieds
 
Text 401
Prof. Dr.-Ing. Dietmar Rudolph Copy: Hans M. Knoll
Begrenzer mit Röhren
Bei Röhrenschaltungen begnügte man sich oft mit einer einzigen Begrenzer-Stufe. Die Röhren werden dafür so betrieben, dass sie in die Sättigung gehen, was besonders rasch erfolgt, wenn die Versorgungsspannungen niedrig gehalten werden. Typisch ist auch eine RC-Kombination am Gitterkreis. In der Kennlinie sehen die Verhältnisse so aus, wie in Bild 5
Mit einer einzigen Röhre erhält man nur eine recht unvollkommene und zudem einseitige Begrenzerwirkung. Eine Verbesserung bringt eine Kettenschaltung von 2 Begren­zerstufen, Bild 6. Hierdurch verkleinert sich die Begrenzer-Schwelle und gleichzeitig wird die Begrenzer-Wirkung symmetrischer.
 
Ich fuege da noch an, wenn wie von mir gezeigt, die Begrenzung nur an einer Seite , oben oder unten, nicht ausreichend ist,  wird das Ganze von der vorhergehenden Stufe um 180° invertiert an die zweite weitergereicht und dort von der AM befreit. Der untere Teil wird ja dadurch zum oberen.
 
Hierzu ein Bild von H. Prof. Rudolph
Bild 402
 
Und hier noch eine Darstellung von Prof. Rudolph
 
 
Bild 401
 
 
 
 
Im 5040W 3D sind das die beiden Roehren EF89 II  und die EBF80.  Damit ist auch beantwortet.
Warum diese „Regelung“ zweimal in Serie im Verstaerkerzug der 4040 bis 5050 zu finden ist.
26.03.2007 17:30  hinzu
GRUNDIG 5040W 3D Teil 4
 
Anmerkung in eigener Sache:
Herr Guenzel entscheidet normalerweise selbststaendig welche Fragen er stellt. In diesem Falle, habe ich ihn gebeten, seine Frage 3, mit dem was jetzt als Frage 4 besprochen wird, zu kombinieren. Beide Fragen haengen eng zusammen was er aber nicht wissen kann. Im Standardfall bin ich am Katalog unbeteiligt. h.m.k.
 
Antwort zur Frage 4
Es war gefragt, warum das Bremsgitter der EBF 80 nicht an Masse sondern am Verbindungspunkt von C96/97 mit R41 liegt?
 
Bei der Frage 3 wurde erwaehnt, dass die Einstellung der „Begrenzerstufe“ sehr genau erfolgen muss weil dadurch die Stoerbefreiung der FM-Modulation von AM- Stoerungen nicht ueber den gesamten Bereich des Antennensignals optimal arbeiten kann.
Ein wesentlicher Punkt ist die Anoden- und Schirmgitterspannung der Stufe vor dem Demodulator (Ratio) in unserem Fall die EBF80.
Im Bildtext von Bild 312 findet sich der Hinweis: beachte die niedrige Anoden- und Schirmgitterspannung!
Auch beim Bild 310 gibt es den Hinweis einer gleitenden Schirmgitterspannung.
 
Diese Einstellung der Begrenzer Stufe beeinflusst aber die Funktion wie es in Bild 313b und Rudolph 401 gezeigt wird.
Der Idealfall fuer FM waere wie im Bild 310 eine geringe Anoden- und Schirmgitterspannung.
 
Es gibt in der Tat, einige Geraete wo beides oder nur das G2 extrem niedrig mit Spannung versorgt wird.
NEU: z.B. das Modell CELERINA 6100 ID 11 782 hier im RMorg. Dort sind AM- und FM- Teil voellig getrennt, da hat man Freiheiten. Beim GRUNDIG RT50 gab es das auch in 1964



Was hindert den Entwickler das zu tun? Zum einen, mit diesen Einstellungen gibt es wenig NF- Signal vom Demodulator und zum andern, wenig Anzeigespannung fuer das Mag. Auge.
Mitte der 50er, gab es Typen die zwischen 16 und 20 Volt benoetigten um zu schliessen.
Einen Ratio zu machen der max. 25 Volt abgibt (um etwas Reserve zu haben) ist kein Problem. Das ergibt aber auch nur um die 2 Volt NF-Signal bei Vollausssteuerung (40Khz Hub)
Zu der Zeit waren ein mittlerer Hub von 12 bis 15 die Regel. Das sind aber nur ca. 0,7 Volt NF- Signal was fuer ein einfaches Radio zu wenig ist.
 
Zum anderen, ist die AM- ZF ein Problem. Wenn die EBF80 zu wenig Signal an die Dioden abgibt, ist auch bei AM die NF bei M0 30% knapp, zum andern die Regelspannung fuer die HF- Stufen und das Mag. Auge. Jeder wird wissen, wenn es an Anzeigeempfindlichkeit mangelt, ist das bei AM.
Man kann deshalb die EBF80 nicht mit wenig Spannung laufen lassen.
 
Es gibt zu dieser Zeit viele Geraete die zwischen AM und FM die Schirmgitterspannung der letzten ZF- Stufe umschalten. SABA, Siemens usw.
Das bedeutet aber immer einen Schalter in der FM-Sektion wo es sowieso immer voll ist. Ausserdem verschleppt diese Schalterleitung 10,7Mhz von ganz hinten wo die hohen Pegel anliegen nach vorne (ECH) wo kleine Pegel vorherrschen. Das gibt Rueckkopplung die nicht zu einem guten Radio beitragen. 1953 kam soweit ich das beurteilen kann, von PHILIPS eine Schaltungstechnik auf, die ohne Umschaltung auskommt.
Bild 403
 
 
Dieser Text ist diesem Philips Artikel entnommen. Besser kann man es nicht sagen!
Bremsgitter-Regelung der Röhre vor dem Ratio. Zur Verbesser der Begrenzung des Ratio-Detektors regelt man gern auch bei FM- Empfang eine oder mehrere Stufen und laesst die letzte ZF-Stufe als Begrenzer arbeiten. Bei der normalen Regelung am Steuergitter muessen die Regelspannungen bei AM und FM ueber die gleiche Regelleitung gefuehrt werden. Wenn bei AM und FM verschiedene Roehren geregelt werden sollen, muss der Regelkanal Schalter enthalten. Bei der neuen Philetta BD233 U-K werden die Regelkanaele dadurch getrennt, dass bei FM die ZF-Stufe UF 85 am Bremsgitter geregelt wird. Diese Rohre arbeitet ausserdem am Gitter als Vorbegrenzer.
Diese Schaltung zeigt Abb. 403.
Ab hier ist der Text von Knoll.   Da der Ratio-Detektor durch die doppelte Vorbegrenzung am G1 und am G3 eine annaehernd konstante ZF-Spannung erhaelt, kann er optimal fuer ein kleines HF - Spannungs-Intervall dimensioniert werden.
Ein grosser Vorteil ist dabei auch noch dabei. Wird mit geringer Ug2 gearbeitet, ist die Anzeigespannung (Ratio-Richtspannung) bei kleinen Signalen auch klein.
Wird wie vor das G3 der Treiberstufe geregelt, wirkt das erst bei hoeheren Gleichspannungen am Ratio und damit am g3 der EBF80. Man hat also bei kleinen Pegeln noch wenig oder keine Regelung und daher auch keine Reduzierung der Anzeigespannung was sich als gut einordnen laesst.   Es ist ausserdem moeglich und auch Praxis dem G3 und dem Mag- Auge mit Teilern angepasste Spannungen zu entnehmen, wobei der Ratio die hoechste haben muss und alle anderen, jeden Wert bekommen koennen. Es gibt da Beispiele dazu.
Bild 405
 
Das ist nun eine ganz intelligente Technik die sehr vielseitig ist.
Nur ein Beispiel: Wird die Begrenzerstufe so eingestellt, dass ihre Ausgangsspannung    schon sehr frueh abgeflacht ist, kann man nach der Ratiospannung nicht mehr abstimmen, es aendert sich ja nichts mehr. Jeder weis, bei den spaeteren FM- Tunern gab es deshalb eine Mittenanzeige.
Bei guten Geraeten der FM- Technik werden die Gleichspannungen von den oder der R/C- Kombination der Begrenzerstufe(n)   benutzt um abzustimmen, denn diese Spannungen sind ueber einen weiten Bereich mit dem Signal an der Antenne verknuepft. Wenn Sie im Schaltbild des 5040W 3D den R40  R43  (20M) suchen, das ist so eine Verknuepfung :
Ratiospannung/ Begrenzer. Da wird dem EBF80 Begrenzerpegel an der R/C Kombination R17 C 58 eine Spannung entnommen und zur Ratiospannung addiert weil diese bei hohen HF-Pegel konstant bleibt eine Abstimmung auf Maximum daher nicht mehr moeglich ist.
Alle diese genannten Massnahmen, so simpel   sie aussehen, machen ein gutes Geraet aus.
 
Der GRUNDIG 5040W 3D nutzt alle Techniken ausser der reduzierten Schirmgitterspannung an der Roehre vor dem Ratio (EBF80) aus.
Eine wichtige Besonderheit ist auch der symmetrische Ratio.
Schon die Erfinder des Ratio weisen 1947 darauf hin, dass der symmetrische Ratio  eine bessere und ueber die Bandbreite gleichmaessigere AM- Unterdrueckung aufweist.
Der Ur- Ratiotyp ist ein symmetrischer.
Siehe hier das Bild 404 Original von S.W. SEELEY und J. AVIS RCA 1947
 
Bild 404
 
 
 
Mit der Einfuehrung der EABC80 wurde wegen der begrenzten Pinzahl der unsymmetrische Ratio der Standard.
Damit sind von meiner Seite die Frage 3 und 4 beantwortet.
Viel Spass , Hans M. Knoll

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Hans M. Knoll
26.Mar.07
  6

Um einmal zu zeigen, wie sich bei einem Standard Radio die Ratio-Gleichspannung und die Nf- Spannung ueber die HF- Eingangsspannung aendern, habe ich eine Regelkurve wie sie im Labor ueblich war beigelegt.

Rot und SW sind die beiden genannten Spannungen, man kann sehen, sie verlaufen exakt parallel. Die gruene Kurve ist die Spannung am G1 der Stufe vor dem Ratio an der R/C Kombination. Dort wo der Ratio schon ohne Aenderrung ist, liegt der Begrenzer so bei 50%

 

Dieses Geraet benutzt auch die Regelung am g3 der Vorroehre am Ratio und auch der vorausgehenden ZF- Roehre. Es wird also zweimal am g3 geregelt.

 

Hans M. Knoll

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Thomas Günzel
30.Mar.07
  7

Liebe Freunde des Forums,

an dieser Stelle möchte ich mich erst mal recht herzlich für die ausführlichen und verständlichen Antworten von Hans zu diesem doch nicht ganz trivialem Thema bedanken!
Ich persönlich, als Röhren-Schaltungs-Jungspund habe bisher viel dazu gelernt!

Der nächste Schritt wäre folgerichtig  der Ratiodetektor mit der EAA91.
Die Funktion und Schaltungstechnik wurde aber bereits von Professor Dietmar Rudolph ausführlich hier beschrieben:

Frequenzdemodulation

so daß, eine weitere Erläuterung durch Hans wohl nicht notwendig ist.

Deshalb werden wir uns bald auf den AM-Teil stürzen und ihn von dem Antenneneingang bis zur Demodulation durchziehen.

Jetzt schon der Aufruf an alle die Fragen haben und noch keine Schreibrechte:
Einfach die Fragen (per Email)  an mich schicken, und ich werde es in Ihrem Namen in die Frageliste aufnehmen.

Weiterhin viel Spaß und in der Hoffnung auf viele Fragen?

Thomas Günzel
Andreas Steinmetz
31.Mar.07
  8 Liebe Kollegen,

auch ich möchte mich ganz herzlich bei allen Beteiligten bedanken. Natürlich an erster Stelle bei Herrn Knoll für seine wirklich wertvollen Beiträge, bei denen mir immer wieder mal ein "Aha!" über die Lippen kommt. Aber auch bei allen anderen. Auch bei denen, die im Hintergrund gearbeitet haben. Ich selber mußte mich diesmal aus Zeitmangel zurückhalten.
Bevor wir mit der FM-Demodulation weitermachen, möchte ich aber gern noch ein wichtiges Detail ansprechen: Wer mag etwas über die doch eigentümliche Schaltung der Schirmgitter- bzw. Anodenkreis-Entkopplung bei beiden ZF-Stufen posten? Ich meine die Schaltung von C79/80 und C85/59.
Warten wir mal die Antworten ab. Wenn sich keiner meldet, kann ich das gerne übernehmen.

Andreas
Karl-Heinz Bradtmöller
31.Mar.07
  9

Hallo Herr Steinmetz,

ich versuch's mal:

Widerstände sind keine idealen Bauteile, werden sie von Strom durchflossen, werden die Moleküle in thermische Schwingung versetzt.

Um das dadurch entstehende thermische Rauschen zu minimieren und nach Möglichkeit aus dem gewünschten Signal zu entfernen, werden der Kondensator  C59 parallel zu Widerstand R14, der Kondensator C 80 parallel zu Widerstand R 21 geschaltet. 

 

beste Grüße,

Ihr K.-H.B.

 

Editierung: C79 und R21, sowie C85 und R 14 ergeben bei mir keine Verständnisschwierigkeiten, es sind "klassische" R/C-Siebglieder... oder besser Tiefpässe mit Grenzfrequenzen um 300 Hz/1600 Hz (R und C jeweils isoliert für sich betrachtet). Interessant wäre noch die tatsächliche Verdrahtung, wo die Massepunkte sich befinden, um die der jeweiligen Stufe zugehörenden Bauteile möglichst punktgenau zu "erden". Dann sind die obigen Kondensatoren in Reihe geschaltet, erfüllen dann aber auch hauptsächlich eine Tiefpaßfunktion, wobei sich natürlich die o.gen. Grenzfrequenzen etwas veränderten. Die Dimensionierung reicht für eine HF-Unterdrückung allemal aus. Die Zusammengehörigkeit dieser "Siebglieder" sollte wohl zeichnerisch ausgedrückt werden.

Thomas Günzel
31.Mar.07
  10 Liebe Freunde des Forums,

zum besseren Verständnis, hier noch der Schaltplanausschnitt.

Thomas


Andreas Steinmetz
02.Apr.07
  11

Hallo Herr Bradtmöller,

in dem Bereich der ZF-Stufen, zudem noch an den G2- und A-Kreisen, spielen die thermischen Rauschspannungen zumindest in diesem Zusammenhang keine relevante Rolle. Die angesprochenen Kondensatoren bilden, wie Sie in dem Nachtrag richtig schreiben, in Verbindung mit den Vorwiderständen Tiefpässe zur Entkopplung der HF- und  der Versorgungskreise. Oder anders ausgedrückt: die Kondensatoren "blocken" die HF nach außen hin ab. So weit, so gut.
Aber das ist noch nicht alles. Sie beobachten richtig, daß je zwei Kondensatoren in Reihe geschaltet sind. Einzig Ihre Schlußfolgerung daraus ist nicht ausreichend: Neben der Hauptaufgabe Tiefpaß gibt es noch eine wichtige Nebenaufgabe, die sich daraus ergibt, daß die Anoden-Entkopplungskondensatoren C80 und C59 eben nicht direkt an Masse, sondern an den Schirmgitter-Blöcken C79 und C85 liegen. Vielleicht kommen Sie dahinter, wenn Sie überlegen, daß sich selbst für die HF noch eine (ziemlich) kleine Spannung an den Kondensatoren ausbildet. Wie und mit welcher Phasenlage teilt sich diese Spannung auf die beiden Kondensatoren auf?

Andreas

Andreas Steinmetz
04.Apr.07
  12 Liebe Kollegen,

zuviel Funkstille tut auch nicht gut. Deshalb will ich jetzt ein wenig Licht ins Dunkel bringen. Ganz genaue Ausführungen werde ich später als Text bringen und dazu hier einen Link einbauen.
Doch das Wichtigste hier schon mal in Kurzform: Unter Berücksichtig der an der Anode liegenden Röhren- und Schaltkapazitäten einerseits und der beiden Entkoppelkondensatoren andererseits, erkennt man eine kapazitive Spannungsteilung der Schwingspannung des Ausgangskreises wie bei einer kapazitiven Dreipunktschaltung. Also baut sich am Schirmgitter eine gegenüber der Anode gegenphasige HF-Spannung auf. Diese ist zwar sehr klein, aber das reicht gerade aus, um die Auswirkung der schädlichen Rückwirkungskapazität zwischen Steuergitter und Anode zu neutralisieren. Wir haben es hier also wieder mit einer Neutralisationsbrücke zu tun. Ohne sie würde die Durchlaßkurve des ZF-Verstärkers unsymmetrisch, was man im einen oder anderen Fall vielleicht noch mit Wobbler-unterstütztem Abgleich kompensieren könnte. Aber leider wird die Schaltung auch prinzipiell instabil. Bei Spitzengeräten ist man daher eher geneigt, die Rückwirkungskapazität zu neutralisieren und damit das Übel bei der Wurzel zu packen, um es mal etwas salopp zu formulieren. Prinzipiell könnte man die Gegenspannung auch direkt in den Steuergitterkreis einkoppeln, aber so erspart man sich zusätzliche Bauteile bei gleichem Effekt.
Bei Reparaturarbeiten muß man sehr darauf achten, daß die Verdrahtung nicht nennenswert verbogen wird, weil wir es mit z.T. sehr kleinen Rückwirkungskapazitäten zu tun haben. Auch die Wahl der Entkopplungskondensatoren ist kritisch, denn bei 10,7MHz verändern geringfügig abweichende Zuleitungslängen und natürlich die (möglichst geringe) Serieninduktivität der Kondensatoren den Abgleich der Neutralisationsbrücke erheblich. Selbstverständlich dürfen auch die Massepunkte nicht verändert werden.

Andreas

Edit 07.04.07: Inzwischen ist der Beitrag fertig: Neutralisierung im ZF-Teil von UKW-Empfängern
Hans M. Knoll
05.Apr.07
  13

Hallo Forum, hallo Thomas und H. Steinmetz.

Die Frage 5 ist von H. Steinmetz richtig beantwortet. Warten wir was H. Steinmetz noch bringt.

Wenn sich dann noch was empfiehlt, bringe ich auch was dazu.

 Gruss Knoll

 Nachtrag:

Es bleibt mir nur das: ein erstklassiger Artikel den H. Steinmetz dazu erstellt hat.

Ich kann da nur sagen, besser  und ausfuehrlicher gehts nicht!

 Hans M. Knoll 

Thomas Günzel
06.Apr.07
  14 Liebe Freunde des Forums,

Von Herrn Schlemm erreichte mich folgende Email:

Hallo Herr Günzel,

ich verfolge mit grossem Interesse die Diskussion der Schaltung des Grundig 5040. In diesem Zusammenhang ist vielleicht noch von allgemeinem Interesse: Wozu dient die Katodenkombination R30/C87 an der EBF80?
Ich habe solche oder ähnliche Katodenkombinationen (auch nicht überbrückte Katodenwiderstände) schon öfters auch in reinen FM Zf-Verstärkern gesehen, ohne deren Sinn zu verstehen.

Mit freundlichen Grüssen
Ernst Schlemm (GFGF)



Wer kann einen Tipp geben?

Herzliche Grüße

Thomas
Dieter Barkawitz
08.Apr.07
  15

Bemerkung zur Frage 5:

Mir fällt auf, dass die Wertepaare von C97/C80 = 10nF / 2nF im umgekehrten Verhältnis zu C85 / C90 = 2nF / 10 nF stehen. Handelt es sich hier schlicht um einen Beschriftungsfehler oder muss die EF89 II so viel mehr neutralisiert werden als die EF89 I.


Zu Frage 6:

Der Kathodenwiderstand R30 legt den Arbeitspunkt der EBF80 per Stromgegenkopplung fest was sich sehr günstig auf die Gleichstromstabilität der Röhre auswirkt. Der Kathodenstrom fließt über R30 und der Spannungsfall an R30 hebt die Kathode gegenüber Masse an. Das Steuergitter liegt über R17 an Masse und solange kein ZF-Signal vorhanden ist an 0 Volt, somit ist das Gitter bezogen auf die Kathode negativ. Über R17 fließt aber auch ein von der Signalstärke abhängiger Gitterstrom, der das Gitter bei steigendem Signal weiter ins negative verschiebt (Siehe Antworten zu Frage 3).

Somit kann festgehalten werden:

R30 legt den Arbeitspunkt fest, der durch R17 mit steigendem Signal in Richtung weniger Verstärkung verschoben wird.

C87 hebt die Gegenkopplung von R30 für Wechselspannungen mit ZF-Frequenz auf, so dass die volle Verstärkung der Röhre genutzt werden kann.


PS: An dieser Stelle möchte ich den Herren Knoll und Steinmetz recht herzlich für die sehr ausführlichen, leicht verständlichen Erklärungen danken!

Gruß  Dieter

Dietmar Rudolph
08.Apr.07
  16 Das B-System in der EBF80 dient der AM-Demodulation und der Gewinnung der Regelspannung (AGC, automatic gain control) für den AM Betrieb.
Wäre die Katode der EBF80 direkt auf Masse, entstünde schon beim schwächsten Empfangssignal eine Regelspannung, die die beiden EBF89 unmittelbar herunterregeln würde. Das ergäbe eine geringe Regelsteilheit.
Da nun die Katode der EBF80 auf ca. +1,7V liegt, muß das Empfangssignal wenigstens so groß sein, daß diese Spannung "überwunden" wird. Dadurch entsteht eine "verzögerte" Regelung, die zu einem verbesserten Regelverhalten führt.
Die EBF80 selbst ist nicht in die AGC einbezogen. Auch das "versteilert" die Regelung. Deshalb ist es notwendig, diese Stufe für AM im Linearbetrieb arbeiten zu lassen. Dazu dient die RC-Kombination in der Katode, womit der Arbeitspunkt festgelegt wird.

Für den FM-Betrieb ist diese RC-Kombination ohne nachteilige Auswirkung, da das ZF-Signal schon eine so große Amplitude hat, daß mit Hilfe von R17/C58 eine Amplitudenbegrenzerwirkung erzeugt wird.

Der Schaltplan ist in so fern etwas unübersichtlich, weil die Reihenfolge der beiden EF89 für FM und für AM unterschiedlich ist.  Bei FM ist die Reihenfolge wie mit I und II bezeichnet. Bei AM ist die EF89II eine aperiodische Vorstufe für den Mischer ECC82 (1. System).

MfG DR
Hans M. Knoll
08.Apr.07
  17

Hallo Herr Barkawitz, hallo Forum.

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Hallo was seh'ich da? Ein Mitstreiter, Herr Prof. Rudolph.

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Die Frage 6 ist insofern exakt beantwortet, 
 

wenn man den Hinweis am R17 und die Antworten zur Frage 3  so sieht, dass es nur bei FM der Fall ist, dass sich der Arbeitspunkt verschiebt.

Bei AM, tut sich da nichts.  Das verhindert die AGC, waere das nicht so, wuerde ja die AM Nutzmodulation abgeschnitten !

Aber Ihre Antwort ist richtigl, ich habe das nur erweitert.

 Edit: Es gilt ja als ausgemacht, dass als erstes der FM-Teil und dann der AM-Teil besprochen wird.

Insofern ist die Antwort von H.Barkawitz zum ersten Teil der Frage 6 richtig.

Noch offen ist aber noch was  in ( ) steht:  warum gibt es unueberbrueckte

Katodenwiderstaende,  allein oder in kombination mit ueberbrueckten?

PS: im RMorg. habe ich das schon ausfuehrlich behandelt, Nur wer hat's gelesen?

Zur Frage 5.

Richtig gesehen und mitgedacht! Mit dem Text von H. Steinmetz kann oder muss man das so sehen wie Sie es tun.

Ich habe das in dem Moment gesehen, als die Frage von H. Steinmetz aufgeworfen wurde.

Mehrfaches hin und her, was soll das?

Es ist wie Sie vermuten, die Firma GRUNDIG hat da Mist gemacht.

Nach Ostern  will ich versuchen das hier nachzutragen wieso?

 

Edit: 13.4.2007

hier ein Ausschnitt bei dem beide Kondensatoren den Wert 10nF haben.

 

 

 

 

 

Hier deutlich sichtbar, dass ein Wert von 10nF in 2nF von Hand geaendert wurde.

Nachdem bei der zweiten EF89 der 2nF gegen Masse geht, und es wenig Sinn macht,

den Kondensator der vom Filter zum g2 geht zu aendern, dass hat keine Aenderung der Neutralistation in der entgegengestzten Richtung  als bei der anderen EF89   zur Folge.

Man darf also wie ich meine, annehmen, das Schaltbild ist falsch.

Hans M. Knoll

 

 

 

Es freut auch mich, wenn jemand eine Nutzanwendung unserer nicht ganz einfachen

und auch  sehr aufwaendigen Arbeit findet.

Ich hoffe, es geht so weiter!

Hans M. Knoll

 frohe Ostern.

Dieter Barkawitz
09.Apr.07
  18 Ein herzliches Dankeschön an Herrn Rudolph für seine erklärenden Worte die meine Gedanken in eine ganz andere Richtung lenken und dabei allerdings ein paar neue Fragen aufdecken.

Sie schreiben:
"Wäre die Katode der EBF80 direkt auf Masse, entstünde schon beim schwächsten Empfangssignal eine Regelspannung, die die beiden EBF89 unmittelbar herunterregeln würde. Das ergäbe eine geringe Regelsteilheit.“
Das unmittelbare Einsetzen der Regelspannung und damit verbundene Herunterregeln der beiden EBF89 kann ich spontan nachvollziehen, aber aus welchem Grund ergibt das eine geringe Steilheit?


"Da nun die Katode der EBF80 auf ca. +1,7V liegt, muß das Empfangssignal wenigstens so groß sein, daß diese Spannung "überwunden" wird. Dadurch entsteht eine "verzögerte" Regelung, die zu einem verbesserten Regelverhalten führt.“
Wenn ich das richtig verstehe ist es so, dass den beiden Röhrendioden eine gegengepolte Gleichspannung von 1,7V in Reihe geschaltet wird, die nach außen so wirkt als hätten die Dioden eine höhere Durchlassspannung. Damit verschiebt sich der Regelspannungseinsatz um eben diesen Gleichspannungsbetrag, hier 1,7V nach oben. Mit der Aussage „verzögerte“ Regelung ist also dieser Regelspannungseinsatzpunkt beschrieben?

"Für den FM-Betrieb ist diese RC-Kombination ohne nachteilige Auswirkung, da das ZF-Signal schon eine so große Amplitude hat, daß mit Hilfe von R17/C58 eine Amplitudenbegrenzerwirkung erzeugt wird.“
Natürlich ist es auch für den FM-Betrieb nicht nachteilig wenn die Röhre im linearen Betrieb arbeitet. Ich verstehe allerdings nicht aus welchem Grund das FM-ZF-Signal ganz allgemein bereits eine so große Amplitude hat, dass R17 begrenzend wirkt. Die Amplitudenhöhe des FM-ZF-Signal ist doch direkt abhängig von der UKW-Eingangsspannung, also bei sehr kleinen Eingangssignalen ebenfalls sehr niedrig?

- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

Auch Herrn Knoll möchte ich für seine Ausführungen danken! Und gleich noch noch ein paar Bemerkungen von mir:
„wenn man den Hinweis am R17 und die Antworten zur Frage 3  so sieht, dass es nur bei FM der Fall ist, dass sich der Arbeitspunkt verschiebt.“
Kann man das überhaupt anders sehen, denn wie soll sich an R17 eine Arbeitspunkt verschiebende Regelspannung bilden wenn das dazu notwendige FM-Signal fehlt da das Radio auf AM geschaltet ist?

Ihre Frage:
„Noch offen ist aber noch was  in ( ) steht:  warum gibt es unueberbrueckte Katodenwiderstaende,  allein oder in kombination mit ueberbrueckten?  PS: im RMorg. habe ich das schon ausfuehrlich behandelt, Nur wer hat's gelesen?“  Ich hätte es gerne gelesen wenn ich es gefunden hätte!

Zu Ihrer Frage habe ich bereits in Post 15 folgendes geschrieben:
„C87 hebt die Gegenkopplung von R30 für Wechselspannungen mit ZF-Frequenz auf, so dass die volle Verstärkung der Röhre genutzt werden kann.“
Allgemein kann man sagen ein Kathodenwiderstand hat oft mehrere Funktionen gleichzeitig:
-    er legt den Gleichstromarbeitpunkt fest
-    er bestimmt die Stromgegenkopplung für das Signal
-    er verschiebt den Durchlasspunkt einer Röhrendiode (wie wir weiter oben gesehen haben)
-    usw.
Der Parallelkondensator hebt also die Stromgegenkopplung für das Signal auf. Wenn man allerdings eine kleine Signalgegenkopplung wünscht kann der Katodenwiderstand aufgeteilt werden und nur einer der Teilwiderstände mit einem Kondensator überbrückt werden. Darüber hinaus sind auch frequenzabhängige Beschaltungen des Katodenwiderstandes möglich, z.B. der Scheinwiderstand des Parallelkondensators ist für das Signal nennenswert hoch, oder in Reihe zum Parallelkondensator liegt ein ohmscher Widerstand usw, usw…


Allen noch einen frohen Ostermontag
Dieter
Hans M. Knoll
09.Apr.07
  19

Hallo Herr Barkawitz.

Diese Aussage von mir ist falsch: 
„wenn man den Hinweis am R17 und die Antworten zur Frage 3 so sieht, dass es nur bei FM der Fall ist, dass sich der Arbeitspunkt verschiebt.“

Ich ( knoll) habe leider uebersehen, dass G1 der EBF80 im Gegensatz zu fast jedem Radio hier zwischen AM und FM Umgeschaltet wird.

Sie,   Ihre Frage:
„Noch offen ist aber noch was in ( ) steht: warum gibt es unueberbrueckte Katodenwiderstaende, allein oder in kombination mit ueberbrueckten? PS: im RMorg. habe ich das schon ausfuehrlich behandelt, Nur wer hat's gelesen?“

Sie:   Ich hätte es gerne gelesen wenn ich es gefunden hätte!
Ich: dass soll nur zeigen oder darauf hinweisen, dass es da schon mehr gibt als Sie ( in allen Antworten) aufzeigen.

Es kann   ja nicht jede Chance verbaut werden ob nicht doch jemand was dazu weis.

Ich bringe das schon noch im Detail!

mfG Knoll

Dietmar Rudolph
09.Apr.07
  20 Die RC Kombination in der Katode der EBF 80 ist nur für den AM Betrieb (468 KHz) notwendig, für FM (10,7MHz) könnte die Katode auch direkt nach Masse geschaltet werden, wenn nur die Begrenzerwirkung erwünscht ist.
Aber vielleicht gibt es da doch noch einen "Trick" im Zusammenhang mit der Regelung der EBF80 über das Bremsgitter, den uns Herr Knoll verraten müßte.

Ansonsten ist die RC Kombination in der Katode vor allem für AM notwendig. Ich habe gelernt, daß die Behandlung der AM im Moment noch ein Vorgriff ist. Trotzdem möchte ich die gewünschten Antworten nicht schuldig bleiben.

Zunächst folgt nun ein Scan aus Terman, Radioegineering, das die AVC (automatic volume control) Kennlinien zeigt.



Als "output voltage" kann sowohl die dem Trägersignal proportionale Gleichspannung (steuert das Magische Auge) verstanden werden oder auch die Amplitude des demodulierten Signals, denn beide sind zu einander proportional.

Die "Charakteristik ohne AVC" ist die Verstärkungs-Kennlinie des Apparates im vorgenannten Sinne. Je steiler diese Kennlinie ist, um so größer ist die Verstärkung. Diese ist linear, damit keine Verzerrungen entstehen. Ohne AVC würde also die Lautstärke des Empfangssignals zunehmen, wenn der Sender stärker ankommt. So geschieht das auch bei einfachen Geräten: Je nach Empfangssituatuion (Schwund) hört man kaum etwas oder der Apparat übersteuert.

Mit der "Simple AVC" wird regelungstechnich gesehen  gegengekoppelt, wodurch die Verstärkung reduziert wird, was sich in einer flacheren Kennlinie (b) zeigt.

Nimmt man eine bestimmte Verstärkung als gegeben an, so verhält sich ein Empfänger dann ideal, wenn ab einer gewissen Mindestfeldstärke das Ausgangssignal konstant bleibt, Kennlinie (a).

Um diesen idealen Verlauf anzunähern, darf somit bis zu dieser Mindestfeldstärke nicht geregelt werden, sondern erst darüber. Diese Mindestfeldstärke erzeugt nach dem Regelspannungs-Demodulator (linke Diode der EBF80) eine zugehörige negative Regelspannung. Wird nun die Katode der Demodulator-Diode auf eine gleichhohe positive  Spannung gelegt, so ist die Summenspannung bezogen auf Masse dann genau 0V.  Steigt nun die Empfangsfeldstärke weiter, so entsteht bezogen auf Masse eine negative Spannung, die zum Regeln der Röhren benutzt wird.

Regelungstechnisch ist das wieder eine Gegenkopplung, die aber erst bei ausreichender Feldstärke einsetzt und deswegen mit "verzögert" bezeichnt wird. (Für die Regelungstechniker: In einem "normalen" Regelkreis wird die rückgeführte Größe von der Eingangsgröße subtrahiert. Bei der AVC hingegen handelt es sich um eine Division von ZF Spannung durch Regelspannung und um keine Subtraktion. Daher ist die AVC um so wirksamer, je mehr Stufen einbezogen werden.)
Je mehr Stufen geregelt werden, um so besser ist die AVC (Kurven c, d). Wird die Regelspannung zusätzlich verstärkt, wirkt sich das wie eine Verstärkungserhöhung im Regelkreis aus und man erhält ein noch besseres Ergebnis (e). Man kann aber auch statt dessen, wie im G_5040W_3D, die ZF in einer ungeregelten linearen Stufe unmittelbar vor dem Demodulator verstärken. Dies wirkt sich auch positiv auf die Linearität der Demodulation aus.

Im FM Betrieb wird im Prinzip eine ähnliche Kennlinie angestrebt wie im AM Betrieb. Da die Information bei FM in den Nulldurchgängen der HF Schwingung liegt, wird eine solche Kennlinie durch einen Begrenzerverstärker erreicht. Gleichzeitig beseitigt man damit störende Amplitudenschwankungen des FM Signals, denn diese würden nach den meisten FM Diskriminatoren als Störungen im demodulierten Signal erscheinen.
Der Begrenzerverstärker im G_5040W_3D ist dreistufig (EF89 I, EF89 II, EBF80). Die EBF80 als 3. Stufe erhält somit das stärkste Signal, weshalb die RC Kombination in der Katode hierfür unschädlich ist.

MfG DR
Dieter Barkawitz
10.Apr.07
  21 Ich habe mit großem Interesse die Erklärungen von Herrn Rudolph gelesen und bin über die Art und Weise der Ausführungen begeistert. Leider ist es heutzutage selten geworden einigermaßen komplexe Zusammenhänge in leicht verständlicher und vor allem nachvollziehbarer Form darzustellen.
Fazit, mal wieder was dazugelernt und dazu in angenehmer Art vorgetragen, deshalb recht herzlichen Dank für Ihre Mühe!

Gruß  Dieter
Hans M. Knoll
11.Apr.07
  22

Hallo Forum.

Es sind noch zwei Ergaenzungen zur Frage 6 offen.

Einmal fragt H. Rudolph, ob die ueberbrueckte R/C Katodenkombination auch bei FM eine Funktion habe, ausser der, die H.Barkawitz im Post15 schon genannt hat.

Meine Antwort, nein, es ginge bei FM auch ohne wie es bei den beiden EF89 gezeigt ist.

Offen ist aber noch die Frage von H. Schlemm, dass er auch unueberbrueckte Katodenwidertstaende kennt deren Funktion Ihm unklar sei.

Die Funktion der Teile ist eine Strommgegenkopplung. Diese wird eingesetzt, um beim Aendern von -Ug1 die Aenderrung der Raumlade-Kapazitaet also der Eingangskapazitaet zu reduzieren oder zu eliminieren. Sonst werden die Kreise beim Begrenzen oder Regeln mit der AGC verstimmt. Bei TV und RF- Stereo-Geraeten von Bedeutung.

Dazu gibt es einen Text von mir aus dem Jahr 2004, der eigentlich H. Schlemm ausreichend informieren sollte.

Hier der Link: 

warum_wurde_die_roehre_eaf801_geschaffen.

Sollten sich noch Fragen ergeben, will ich die gerne obwohl nicht den 5040W 3D betreffend beantworten.

Hans M. Knoll

 
Hits: 13657     Replies: 21
grundig: 5040W/3D Circuitry Analysis - Part 3
Thomas Albrecht
10.Mar.07
  1

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Here are links to Part_1 and Part_2.

The complete schematic diagram v1.3 is here.


The FM IF Amplifier

 


Dear friends of the forum,

Now that we have had a detailed 2-part discussion of the FM tuner, we'll move on to the IF amplifier.

See this diagram for my first question:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Circuitry:

Why was the connection from the FM tuner to the first IF stage made with a twisted pair?

On the primary winding of the first IF transformer there is no capacitor.  Does that mean it has only one tuned circuit, and the primary coil is just an inductive coupling?

Production:

Before final assembly, the FM tuner had previously been aligned!

The routing of the twisted pair couldn't be done exactly the same every time.  Was it necessary after assembly of the complete set to readjust the coil in the tuner (at the anode of the second section of the ECC85), or was it sufficient to simply adjust the first IF transformer?

I'm looking forward to lively participation.  Whoever doesn't have access to post in this forum is welcome to send me (Thomas G. or Tom A.) questions by email. 

Thomas G.

[To send an email to me (Tom A.), click on "mail to the author" at the bottom of this thread.  To send an email to Thomas G., go the the German_thread and click on "mail to the author" at the bottom of the first post.]

Thomas Albrecht
13.Mar.07
  2

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

It looks like no one has enough confidence in his answer to reply.  Then I'll start things off, at the risk of writing something incorrect.

On question 1:

The twisted pair transmission line between the FM tuner and the first IF stage is twisted so that it can serve as a balanced (symmetric) transmission line with nearly constant impedance.  The characteristic impedance is determined by the diameter of both wires and their distance from one another (in this case, the thickness of the insulation times two).

On question 2:

The first IF transformer, which has only one adjustable ferrite core, I would assume has its primary and secondary winding tightly coupled, so that the primary capacitance is transformed to the secondary.  The primary winding is necessary in order to couple the balanced feed line (the twisted pair) to the unbalanced grid circuit of the first IF stage.  Therefore a transformer with a single tuned circuit and a coupling coil is used.

On question 3:

Given that the FM tuner was previously aligned, no additional readjustment of the output circuit of the ECC85 in the tuner is necessary after final assembly.  For the previous alignment of the tuner, it would be sufficient to terminate the end of the twisted pair with a resistor matching the characteristic impedance of the transmission line.

Thomas Albrecht
13.Mar.07
  3

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Herr Barkawitz,

Here is my answer:

Your answers 1 and 2 are recognized as logical conclusions and therefore correct.

UPDATE:  I added some details in post 7 with measured values of parallel wire transmission lines.

Regarding your answer 3:

Your answer is also accepted.  As can be seen in the following text, it's a matter of how you see things with respect to the question:  Since it was previously aligned, does get get aligned again or not?

Figure 307

As can be seen in this sketch, the link and the coupling coil are part of the inductance of the circuit.

The inductance of the coupling coil, however, is affected by the position of the adjustable core in the IF transformer, and the position of the core in turn depends on the capacitance of C67, the wiring, and the next tube.  For top-notch performance, a final adjustment of the coil in the FM tuner box is necessary, and was actually done.

Greetings,

Hans M. Knoll

Thomas Albrecht
14.Mar.07
  4

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

Hello Herr Knoll,

It's very nice, and an honor for me, that you could agree with many of my answers!

As you have shown, the feedline to the first IF transformer and the coupling coil in series with it form part of the inductance of the anode circuit of the ECC85.

If the first IF transformer is tuned to resonance it becomes a purely ohmic impedance (a pure resistance), and as a result, this is true of the coupling coil too.  Therefore the feedline is terminated with a matched resistive load.  Therefore, the termination resistance, which is created by the coupling coil and which matches the characteristic impedance of the transmission line means that there will be no relectinos on the twisted pair.  In this case, the feedline simply looks like its characteristic impedance, and this R is in series with the anode coil of the ECC85.  If all of this is correct, then the twisted pair simply affects the Q of the anode circuit and increases its bandwidth.

Of course it's clear to me, that for a high quality product, the tuner would be adjusted as part of a final alignment.  Therefore I didn't understand the question by Herr Günzel.

Regards,  Dieter B.

Thomas Albrecht
14.Mar.07
  5

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Hello Herr Barkawitz,

Sorry, but I've got a different opinion.  Let's discuss it:

Only the parallel circuit as a whole becomes ohmic at resonance.  Each of its components continues to behave as a capacitance or a (damped) inductance.  In particular, a rather large reactive current flows between the C and L, because of the increased voltage at resonance.  Therefore I view the complete combination of the transmission line and coupling coil as an inductance, which together with the adjustable main inductor at the anode forms the total inductance of the resonant circuit.  Since the wavelength is long compared to the length of the twisted pair, in my opinion it is not necessary to take the characteristic impedance of the line into account.  The overall inductance is certainly damped, but only because of internal damping and radiation, which is kept small by the use of a twisted pair.  Not because of any assumed characteristic impedance of the line.  I don't have the set in front of me, but the coupling coil is probably not very big, and therefore its influence overall is not so great...

Andreas

P.S.:  Rough calculation:  Assume that the transmission line is physically 15 cm long (I don't know the exact length).  The electrical length, taking into account the reduction factor of 2/3, is only 1/1000 wavelength.  At 10.7 MHz the wavelength is around 30 m.  Therefore the coupling inductance is hardly affected by the transmission line.  The inductance is about the same at the input of the line as it would be directly at the coupling coil.  That even applies if one allows for some capacitance (estimated to be a few pF).  Regarding losses via internal damping and radiation, see above,

Thomas Albrecht
14.Mar.07
  6

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

5040W/3D part 3

Question 1(a):

I could make it very simple for myself and say:  a shielded cable is more expensive.  However, that would only be a partial answer.  In addition, "twisted pairs" are commonly as "link couplers" by radio amateurs since they are easy to use.

Update:

To shed some light on the question of "twisted pairs", made some measurements using the materials and equipment I have, and calculated the characteristic impedance of three versions of parallel wire transmission lines.

The result surprised me a little.  I thought there would be more difference between parallel and twisted pairs.

Here are the results:  Z for each = 259 ohms, 175 ohms, and 166 ohms (calculated).

Figure 309

Figure 301

Possible answer:  We can't tell anymore why a second IF coil was not used in the box, as discussed in Part 2 post 7.  See Figure 302.

Figure 302

In the first IF filter, on the chassis, to which the twisted pair is connected, there is room for another coil.  It would therefore be possible, that between the FM-box and the first EF89, a three circuit filter had been planned.  A year later in the 3055, 4055, and later in the 6098 or 6099 that was the rule.

The output coupling would have been there, according to Figure 303, simply to make sure that only 10.7 MHz would be present (since the second circuit, with its 40 pF at the top of the coil, works as a low pass filter), and to minimize the wiring (switching).  That happens first at the 3rd circuit.

Figure 303

Now for the real question:

If you look at the assembly, where the components of the FM box are connected to the 1st IF transformer, you can see that there isn't much distance to span.  For mass production, a shielded cable would have to be stripped back about 15 mm on each end so that the connections could be soldered.  That would mean a cable that's shielded for about 45 mm and unshielded for 2 x 15 mm.  In addition, if you look at the circuit, you can see that if it were a normal shielded cable, the shield wouldn't be connected to the chassis, but instead to C8.

That could only be avoided by using a small coupling coil.  To see why using a shielded cable would not be usable, see Part 2 post 7:  At the upper connection of the first IF coil = C11 there is the oscillator voltage with an amplitude of more than a volt.

Repeat Part 2 post 7:

(In addition, radiation of interference had to be reduced especially in FS-zone III.  Therefore the inductive coupling of the IF and oscillator couldn't continue to be used.  Any coupling winding with a small number of turns on each IF coil unfortunately has a harmful resonance, which could escape via harmful signals on the IF wiring.)

[At 100 MHz, the smallest capacitances to the outside produce chassis radiation due to currents, since the sheet metal functions like an antenna.  Starting in 1953, such radiation in the free field had to have a field strength of less than 150 uV/m for the fundamental, and 30 uV/m for all harmonics at a distance of 30 meters.]

A twisted pair of wires are don't allow much magnetic leakage, because the polarity alternates along the wires.

Figure 304

Figure 307

What would magnetically couple to this?

It is known that any current, caused by capacitance, and flowing out of voltage generating points on the chassis, also creates a magnetic field.  In addition there is the magnetic radiation from the IF transformers, especially from the ratio detector where the IF voltage is highest.  There were good reasons why Loewa-Opta and Telefunken already developed solutions in 1952, in which the whole circuit including the EB41 or EABC80 tube was integrated into a filter can, as was later done with semiconductor diodes.

Figure 305

Figure 306

It's clear to me, that you cannot easily imagine, if you've never built and aligned a radio.  These magnetic fields wander around in the sheet metal of the chassis and also show up at our twisted pair.  The IF signal level at this point is only in the microvolt range.

There are good reasons why FM boxes are often grounded at only one point, so that chassis current can't flow through the box.

With the tight spiral of a twisted pair, the penetration of field lines is greatly reduced.  The wires are self-shielding; the cold wire shields the hot one.

A shielded cable has a surface which is exposed if it's not soldered to ground.  For the reasons discussed above (no output coupling coil, and C8 as reference point), the shield couldn't be grounded.  Therefore a shielded cable isn't a good of a choice as a twisted pair with its small surface area.

Question 1(b):

The winding to which the twisted pair is connected is just a small coupling coil (typically 2 turns) wound directly on the secondary coil and it is affected by the magnetic field in the adjustable core.  The entire anode current of the ECC85 flows through this coupling coil and is therefore strongly coupled to the secondary circuit.  As can be seen on the schematic diagram, there is only one adjustable core and adjustment symbol in the winding.

Question about production:

Even though it had been previously aligned, the entire FM box was realigned with a wobbler after final assembly.  When all stages are at their limits, the first filter determines the selectivity and is therefore very important.

Repeat:  From post 4:

From this sketch you can see that the link and the coupling coil are part of the inductance of the circuit.  The inductance of the coupling coil, however, is affected by the adjustment of the IF transformer, the position of the core as well as the capacitance of C67, the wiring, and the next tube.  A final adjustment of the coil in the FM box is therefore necessary flor best performance and was actually done.

The high frequency circuits were aligned with a calibration tone, using an output meter and with headphones.

The End.

Thomas Albrecht
15.Mar.07
  7

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

First, let me say "thank you" to Herr Barkawitz and Andreas Steinmetz for their technical contributions.

A hearty commendation to Hans, who once again has put an incredible amount of effort into answering the question with detailed pictures, sketches, and background information.  Thanks!


Now for the second question:

I have pulled together the relevant circuitry details in the diagram below.

For a larger view, simply click on the picture!

Question 2:

What is the purpose of the combination R24//C86 and "feedback" via R1 to the grid of the FM RF stage?

I'm curious what your answers will be!

Thomas G.

Thomas Albrecht
15.Mar.07
  8

(Translation of text originally by Georg Beckmann)

During the positive half of the cycle grid current flows in the EF89 II.  This causes a negative charge on C86.  The higher the amplitude of the IF signal, the greater the negative voltage, which then regulates the gain of the RF stage.  Now I've got a terminology problem, since naturally this doesn't happen in sequence, but rather the IF signal level is held more or less constant by this mechanism.  As far as its output is concerned, EF89 II operates in class C, that is, the amplitude is limited (it functions as a limiter).  For the case of FM modulation, any remaining amplitude modulation should be minimized.  The desired information is in the frequency modulation; any amplitude modulation is mainly interference.

Thomas Albrecht
16.Mar.07
  9

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

First I'd like to thank Herr Knoll for his clear explanation and, as always, his detailed description!

A question about the measurement of the characteristic impedance of the three test transmission lines:  I've also made these kinds of measurements, but with much longer cables and, above all, significantly higher measurement frequency and the use of a directional coupler.  If one varies the termination resistance, the characteristic impedance can be determined by observing when zero reflected wave occurs.

You wrote that the measurement frequency was 4 MHz.  How could a usable measurement be done with such an extremely short test cable compared to the wavelength?

For question 1(b) you wrote:

"The winding attached to the twisted pair is just a small coupling coil (typically 2 turns) wrapped directly on the secondary coil and coupled to the magnetic field of the adjustable core.  The entire anode current of the ECC85 flows through this coupling coil to create a tight coupling with the secondary circuit.  In the schematic diagram one can see that there is only one adjustable core and one adjustment symbol in the winding."

I see it exactly the same way.  However, if that is correct, then it should also be true that the signal feeding the resonant circuit should be in phase with the voltage in the resonant circuit.  In other words, the driving signal is real, with no imaginary component.  The imaginary component would be eliminated by its coupling through the transformer to the secondary, and the secondary would no longer be in resonance.  And that's exactly the condition that allows the twisted pair to be truly RF-shielded and prevents spurious feedback from the output of the ratio detector back to the input of the IF stage.

What is the purpose of R24/C86 and the feedback...?

Herr Beckmann already explained this very nicely with a rectification effect via grid current.  It should be mentioned at this point that the voltage on the hot end of R24 is negative because the grid of the tube, viewed from ground, is on the other side of the voltage source, and therefore the polarity is reversed.  Capacitor C86 serves simply as a storage capacitor to maintain the voltage during the negative half cycles of the resonance signal; therefore its capacitance is not very critical.  It is also worth noting that in this simple manner, two tubes are regulated -- both the EF89 II and the ECC85 I.

The operating point of both tubes, under quiescent conditions, is in the class A regime, and moves in the direction of class B with increasing signal amplitude.  In my view, even with very strong input signal strength, class C operation does not occur, since there would have to be 10s of uA of grid current flowing at the EF89.  Suppressing amplitude modulation by means of class C operation is the job of the EBF80 in the next stage, which, by the way, uses a similar self-regulation with R17 and C58.

Regards,  Dieter B.

Thomas Albrecht
16.Mar.07
  10

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

Now I'd like to go discuss what Herr Steinmetz wrote.

A quote as a reminder:

"Only when considered as a whole unit does the parallel resonant circuit become ohmic at resonance.  Each of its components continues to behave as a capacitance or a (damped) inductance.  In particular, because of the increased voltage at resonance, a pretty large reactive current flows between C and L.

In this way I view the overall combination of the transmission line and coupling coil as an inductance..."

Naturally you're correct when you write that a resonant circuit is only real (i.e., ohmic) from an external point of view, and internal to the parallel circuit, 180° phase-delayed currents flow through L and C.  However, if this resonant circuit is constructed as a transformer with an additional coupling coil, then any change in the loading of the coupling coil, whether ohmic or not, will be transformed, either as an inductance or capacitance, depending on the square of the turns ratio  (n1:n2)2.  That holds in both directions -- either for coupling in or out.  At resonance, the resistance which is responsible for the Q of the resonant circuit is transformed and appears as an ohmic impedance (i.e., pure resistance) at the coupling coil.  The feed line, with its Z, is matched to this resistance.

Now, with regard to your update relating to the very, very short transmission line with respect to the wavelength:

In this case, the transmission line doesn't transform a signal; just the opposite is the case.  It's a matter of getting the signal from one part of the circuit to another with the best possible RF shielding and a low cost.  That can be done only with a matched transmission line in which the least amount of transformation occurs and it also helps that the transmission line is so short.  For this reason, the output impedance of the entity generating the signal, the impedance of the transmission line, and the input impedance of the circuitry to which it is connected, are all matched.  In addition, the amount of transformation that occurs in a very, very short, but poorly matched, transmission line should not be underestimated, since the transformation occurs outward from the null point following the sine curve of the standing wave.  And since the slope of a sine wave is steepest as it passes through the null point, this is exactly where the biggest transformation effect occurs along the transmission line.

Regards,  Dieter B.

Thomas Albrecht
16.Mar.07
  11

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Hello Herr Barkawitz,

Your comments sound logical to me.  It's possible we're speaking past each other, or there may be some mistake.  I'll think about this some more and post something here when I (hopefully) know more.  Unfortunately I don't have the time for precise measurements, for example, of amplitude and phase at both ends of the twisted pair.  Then we could really see what's happening.

Andreas

Thomas Albrecht
17.Mar.07
  12

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Herr Barkawitz and Herr Steinmetz,

I'd like to intervene...

I have drawn two sketches -- Transformation 1 and 21, which are attached as pdf files for better quality.

The first (1) shows three circuits, Figs. 1-3.  Fig. 1 is the one we are discussing.  I gather that you would agree that in Fig. 1 it doesn't matter whether the 2-turn coupling coil, from a mechanical standpoint, is wound directly over the secondary, and from an electrical standpoint is in series with the primary circuit (as in the 5040), or alternatively, whether it is mechanically on the primary and electrically in series with the secondary.  For "critical" coupling, which depends on a value of k/d = 1, the two scenarios are the same. 

Does that make sense?  If so, then all three circuits are functionally identical.

If I would first say:  The step-down transformed resistance is 115 ohms at the output of both circuits only when the circuit is tuned (otherwise it is either damped or mistuned).

If the second circuit, with its output impedance of 115 ohms were connected to the first circuit (at its output), then the signal level at the connection point, as well as at the top end of both circuits, would fall by half or 50% compared to having no connection.

That is the meaning of "critical" coupling, or:  coupling = k/d = 1 (where "k" is the coupling factor, "d" is the damping of the circuits for the case where "d" is the same for both, if the actual calculation is not done).

If you agree with the above, then we can go to sketch (21).

There, in the bottom section, is the case we just discussed.  Each output has the 115 ohm impedance.  If I now add a pi-network with Z = 115 ohms at input and output, between the 115 ohm feed points, "k" is of course changed, and thereby also k/d.  As Herr Barkawitz said, I can say that the pi-network sees 115 ohms at both its input and output, the classic case of matched impedance.

What then?  If I also do that in the upper sketch (the 5040W/3D circuit), what happens is as Herr Steinmetz said:  The primary connection is not longer real, but instead only XL or inductive reactance.

The fact the the circuit now has a loss resistance of 115 ohms will now be plainly visible.  Because there is no magnetic coupling between the coupling coil and circuit 2, the 115 ohms is not transformed with Ue squared; instead XL and R are added as vectors.  The transformation rule (Ue squared, or turns ratio squared) does not apply.

The simulated "twisted pair" made from the pi-network Z = 115 ohms is no longer matched at its input, and no longer free of reflections, as Herr Barkawitz said or meant.

Let me ask you to ponder that and check it.  We're going a bit too deep into the physics of tuned circuits -- much more than intended.  We wanted to explain circuitry methods.  Impedance matching is certainly part of that, but I hope you can accept the explanation above.

Best regards,  Hans M. Knoll

 

Attachments:

Thomas Albrecht
17.Mar.07
  13

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear Andreas and Herr Barkawitz,

I never would have thought there could be so much discussion about this twisted pair!  As an engineer actively engaged in production and testing, I really only meant to ask:

Why was a twisted pair used!?

Answer from Hans:  Because insulated coaxial cable was too expensive for a case like this with such a short length!

Hans made it clear that a twisted pair was the best choice for technical/production reasons.

We shouldn't be trying, 50 years later, to fully understand what one vs another circuit designer was thinking, when the decision was eventually made on the basis of production cost.

I face the same thing in my daily work; the circuit developers use models based on fabulous CAD tools (slide rules in the old days), and they think that that's how it should be done in production.  However, reality dictates something else, especially in RF and microwave applications.  A lot of tweeking is necessary to get the circuitry to meet the specifications.

At the end of the day, it's the experienced test technician - who has experience with 5-50 previous models -- who figures out how to make everything work.

That's why I asked my question about realigning the FM tuner at final assembly!

The reality is:  Yes, for top-notch tuner performance, it's necessary!

Nonetheless, thanks alot for your interesting contributions, and I hope we have many more interesting contributions from you and hopefully also from other participants.

Thomas G.

 

Thomas Albrecht
17.Mar.07
  14

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

Dear Herr Günzel,

I fully agree with you that we have dived too deeply into a subject that is off the main topic.  Still, I'd like to have a final word, to clarify some facts.

Here are the facts, which are no longer in dispute:

-  The Z of the coupling cable is in parallel with the coupling coil at the IF input

-  The IF circuit in in resonance and the input R of the coupling coil is real (ohmic)

-  The input resistance of the coupling coil is calculated by the square of the turns ratio

-  In this way the Z of the coupling cable is matched to the IF input impedance

-  The Z of the coupling cable is in series with the coil on the ECC85

Herr Knoll has provided the decisive explanation:

"It can be clearly seen that the circuit has a loss resistance of 115 ohms.  Since there is no magnetic coupling between the coupling coil to Circuit 2, the 115 ohms is not transformed by the square of the turns ratio; instead XL and R are added as vectors."

The key solution to the problem is in his final statement:  "XL and R are added as vectors."

Now here's my interpretation:

This statement applies only to the vector of the main circuit coil and the state of the resonant circuit of the ECC85, and not for the output coupling of the signal.

Reason:

The coupling coil, at its terminals, properly terminated with a real resistance; therefore its input Z is likewise real, without any imaginary component.  The coupling cable therefore looks like a real resistance at its input, and the current from the main coil flows through it.  This real resistance does not change the energy applied to it into heat, but instead couples it onward to the real resistance of the coupling coil in the IF circuit.  Therefore the coupling cable itself is the real termination resistance for the output signal.  In this way, the input of the cable is also matched with respect to radiation from this cable, although that doesn't mean anything with respect to matching for maximum signal strength at the output of the ECC85.  The load matching depends on the total transformation between the anode of the ECC85 and the grid of the EF89.

Related point:  One could also say that the twisted pair simply transports the real input resistance of the IF circuit and puts it in series with the circuit inductance at the ECC85.

I hope my comments are free of errors and Herr Knoll and Herr Steinmetz can agree with me.

Regards,   Dieter

Thomas Albrecht
17.Mar.07
  15

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello to all our friends involved in this project,

I think we can now go onward with the circuitry discussion.

But first my version in response to question 2 in post 8.

Herr Beckmann gave the right answer in post 9.

Herr Barkawitz did the same in poast 10 and provided some additional details.

However, the most important thing is this:

In post 15, Herr Barkawitz provided an answer for a solution which was discussed at length and also asked a related question.

Related point:  One could also say that the twised pair simply transports the real input resistance of the IF circuit and puts it in series with the circuit inductance of the ECC85.

I hope my comments are free of erros and Herr Knoll and Herr Steinmetz can agree with me.

For me, this problem has been solved in a manner I can agree with, and the reader can see how it all came about.

Like Thomas Günzel I also say "Thanks" and I'll be glad to get back to the main subject.

I have answered a question for Herr Barkawitz in another thread, which you can find here:

("How to measure the caracteristic impedance of a parallel conductor transmission line")

Have fun, and onward we go with Thomas Günzel!

Regards, Hans M. Knoll

[GR: Shorting a wide link]

Thomas Albrecht
17.Mar.07
  16

(Translation of text originally by Karl-Heinz Bradtmöller)

Hello,

A short addendum:

In order to reduce unwanted external RF radiation, a simple, but effective twisted pair was used here.

This concept is of great importance in the greater field of communications technology.  In telephone cables, twisted pairs are used exclusively, and 100 such twisted pairs are compressed into a tight space in a so-called "100 pair cable" with a diameter of about 4 cm, with only a single foil shield around all the whole works.  Any crosstalk between the individual pairs can be controlled to the point that even DSL and similar standards with high data rate can be transmitted simultaneously over multiple pairs without problems.  The use of twisting, and the arrangement of the pairs in telecommunications cables have a characteristic impedance of typically 120 ohms.  As a side note, that these digital signals are not guaranteed to fall off exponentially outside the cable; there can be unwanted peaks in the spectrum.  The concept of Euclidian distance is used here.

But that's just a side note.

I simply wanted to say that the people who developed the circuitry at that time made choices that were well supported by the pervasive use of twisted pairs, both then and now.

Best regards,

K.-H. B.

Thomas Albrecht
17.Mar.07
  17

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

First, a note of thanks to everyone for technically competent contributions!

However, I have another question relating to the gain regulation of the system:

How large is the amplitude of the IF signal at the grid of the EF89 II under normal receiving conditions, and approximately how much grid bias does this result in at the first triode section of the ECC85?

Greetings to everyone,

Thomas G.

Thomas Albrecht
17.Mar.07
  18

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Thomas,

Herr Beckmann spelled this out nicely:

Now I've got a terminology problem, since naturally this doesn't happen in sequence, but rather the IF signal level is held more or less constant by this mechanism. 

If the ECC85 were not regulated (as was always the case in later designs), then the voltage at R24 could go as high as 25 volts or more.

Here we have closed loop regulation, and since the ECC85 is negatively biased with 4 to 6 volts, the voltage at R24 will be around -4 to -5 volts.

With increasing density of stations, the regulation of the RF stage was not sufficiently reliable.

The mixer stage really had to be protected from being overloaded.

Given the way the AGC works here in the 5040, the AGC voltage is only at its maximum value when the tuning is centered on the station.  In that case, the selectivity of the IF stages apply fully.  If a strong adjacent station "pushes" the radio during reception of a weak station, then under these circumstances the AGC voltage is too small.  This effect can go so far as to cause the strong station to "blow out" the oscillator.

To solve this problem, Grundig sold preselectors (starting in 1960)!!!!

At this point, one should be aware that in 1954, everyone was still learning about FM.  In addition, it is common to build quite a bit of new circuitry into a new top-of-the-line model.

A lot of these things disappeared quickly.  For example, "dynamic expanders,"  "local station buttons," and the like.

Hans

 

Herr Bradtmöller, nice to see your contribution.  However, even in the radio "stone age" is was common that the filament and dial lamp wiring used twisted pairs to reduce hum in the radio.

That concept appears in better textbooks and construction plans. 

Thomas Albrecht
17.Mar.07
  19

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Hello Hans,

Thanks for these explanations!

Now I understand some new things, and my tube circuitry horizons have been broadened!

Now let's take a short break, so that Thomas Albrecht can catch up!  [OK! - Tom A.]

Here is a suggestion for everyone:

If you would like to improve your technical English, read both the German and the English threads; you can learn a lot that way!

The translations are good!  

 [Thanks!  -- Once in a while I'll admit that I'm not sure exactly how to translate some things (corrections are always welcome), but I'm glad to hear that overall the translations look good to you.  -- Tom A.]

Thanks and best regards,

Thomas G.

Thomas Albrecht
18.Mar.07
  20

(Translation of text originally by Georg Beckmann)

Hello,

I did a simulation using the values in the sketch from Herr Knoll.

For explanation:  In series with the inductances I always need a resistance > 0.  That determines the Q of the resonant circuit; if R is set to zero, the simulation won't run.  Whether an inductance is damped via a series or parallel resistance is in principal the same.

The two plots show the behavior with K = 0.8 and 0.3.  These values are guesses; however, a value around 0.5 is probably realistic.

The curves start with L1 = 8 uH.  Each additional curve is for L1 increased by an additional 1 uH.

The Q of 50 is a guess.  If the resonant circuits are better than that, then resistors RTS1S and RL1 should be reduced.

 

Attachments:

Thomas Albrecht
18.Mar.07
  21

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Herr Beckmann, you could almost replace me.  ;-)

The values are here:

Transformation-21.pdf 

I have 115 ohms with 11 uH and Q = 40, which was calculated using a number of turns (counted) of 30 + the two turns of the coupling coil from circuit 2 with a turns ratio squared of 256.

Your method is just as good as mine.

Thanks!  Hans M. Knoll

Ernst Erb
30.Dec.07
  22 This thread is the second continuation of at least 5 threads about the topic of "Circuitry Analysis of a modern Radio" on the example of a Grundig 5040W/3D. If there is a note where to follow then I missed it and therefore I try to give you the URL to the following article. If the next ones miss a link for continuation I will put it in there too.
 
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Schaltungsanalyse 5040W/3D 3. Teil
Thomas Günzel
10.Mar.07
  1

Hier geht's zum Teil1 und Teil 2
Der komplette Schaltplan V1.3 hier

 


 

Der FM-ZF-Verstärker

 
































Liebe Freunde des Forums,

Nachdem wir nun den UKW-Tuner in 2 Teilen ausführlich behandelt haben, geht's nun weiter mit dem ZF-Verstärker.

Hierzu nun meine erste Frage:


Warum wurde der Übergang vom UKW-Tuner zur ersten ZF-Stufe anhand einer verdrillten Leitung realisiert?

An der Primärwicklung des ersten Filters ist keine Kapazität. Ist es somit nur ein einkreisiges Filter mit induktiver Einkopplung?



Produktion:

Der UKW-Tuner war schon vorabgeglichen!.
Die Verlegung der verdrillten Leitung konnte aber nie exakt sein.
Mußte im fertigen Gerät nochmals an der Spule (Anode ECC85 II) im UKW-Tuner gedreht werden, oder genügte ein Abgleich am 1. ZF-Filter?


Ich freue mich auf eine rege Anteilnahme.
Wer keine Schreibrechte hat kann mir seine Fragen gerne per Email schicken

Thomas

Schaltung:


























 

 

 

 

 

Dieter Barkawitz
12.Mar.07
  2

Anscheinend traut sich Niemand zu Antworten. Dann will ich mal starten, selbst auf die Gefahr hin etwas Falsches zu schreiben.

Zu Frage 1:
Die verdrillte Verbindungsleitung zwischen UKW-Tuner und der ersten ZF-Stufe ist verdrillt weil sie dadurch zu einer symmetrischen Verbindungsleitung mit nahezu konstantem Wellenwiderstand wird. Der Wellenwiderstand wird durch den Durchmesser der beiden Metalldrähte und deren Abstand zueinander also der zweifachen Isolationsdicke bestimmt.

Zu Frage 2:
Da das erste Filter mit nur einem einstellbaren Ferritkern ausgestattet ist gehe ich davon aus, dass Primär- und Sekundärwicklung sehr eng gekoppelt sind und somit die Primärkapazität auf den Sekundärkreis transformiert wird. Die Primärwicklung ist notwendig um die symmetrische Speiseleitung (verdrillte Adern) an den unsymmetrischen Gitterkreis der ersten ZF-Stufe zu koppeln. Somit sollte es sich um ein einkreisiges Filter mit Koppelspule handeln.

Zu Frage 3:
So der UKW-Tuner schon vorabgeglichen war ist nach Einbau ins fertige Gerät kein erneuter Abgleich am Anodenkreis der ECC 85 notwendig. Für den Vorabgleich des Tuners reicht es aus wenn die Verdrillte Leitung an ihrem Ende mit einem ohmschen Widerstand, der dem Wellenwiderstand der Leitung entspricht abgeschlossen wird.

Hans M. Knoll
13.Mar.07
  3

Hallo Herr Barkawitz.

hier die Antwort von mir: 

Antwort 1 und 2 werden von mir als logische Folgerungen und deshalb als richtig anerkannt.

NACHTRAG: Ich habe den Post 7 erweítert mit Messwerten von Paralleldraht-Leitungen.



Zur Antwort 3
Die Antwort wird ebenfalls akzeptiert, weil wie es aus dem nachfolgenden Text von mir ersichtlich ist, es durchaus eine Ermessensfrage ist  in Anbetracht dessen, dass ja vorabgeglichen ist, abgleichen ja oder nein?

Bild 307

Aus dieser Skizze laesst sich ersehen, dass der Link und die  Koppelspule in die Kreisinduktivitaet eingehen.


Die Induktivitaet der Koppelspule wird aber vom Abgleichkern des Filters bestimmt, die Stellung des Kernes wiederum von der Kapazitaet C67 der Verdrahtung und der folgenden Roehre. Ein Endabgleich der Spule in der UKW-BOX ist daher bei einem Spitzengeraet notwendig bzw, Realitaet.

Gruss Hans M. Knoll

Dieter Barkawitz
13.Mar.07
  4 Hallo Herr Knoll,

es ist sehr schön und anerkennend für mich, dass Sie meine Annahmen weitgehend bestätigen können!

Im Anodenkreis der ECC liegen zweifelsfrei, so wie Sie darlegen die Speiseleitung zum ersten ZF-Kreis sowie die Induktivität der Koppelspule in Reihe zur Kreisinduktivität.

Wenn der erste ZF-Kreis in Resonanz ist wird dieser rein ohmsch, demzufolge die Koppelspule auch. Damit ist die Speiseleitung reell abgeschlossen. So der Abschlusswiderstand, der durch die Koppelspule gebildet wird mit dem Z der Leitung übereinstimmt wird es keine Reflexionen auf der verdrillten Leitung geben. Die Speiseleitung macht in diesem Fall doch nichts anderes als ihr eigenes Z, welches jetzt gleich R ist in Reihe zur Anodenspule der ECC zu legen. Wenn das alles richtig ist wirkt die abgehende, verdrillte Leitung lediglich auf das Q des Anodenkreises hin zu größerer Bandbreite.

Mir ist selbstverständlich klar, dass bei einem Qualitätsprodukt der Tuner beim Endabgleich ebenfalls fein justiert wird. Aber so habe ich die Frage von Herrn Günzel nicht verstanden.

Gruß  Dieter B...

Andreas Steinmetz
13.Mar.07
  5

Hallo Herr Barkawitz,

sorry, aber da bin ich doch anderer Meinung. Lassen sie uns darüber diskutieren:

Nur der Parallelkreis als Ganzes wird bei Resonanz ohmsch. Jedes seiner Elemente verhält sich nach wie vor wie eine Kapazität oder eben wie eine (gedämpfte) Induktivität. Insbesondere fließt dann wegen der Gesamtspannungserhöhung auch ein recht großer Blindstrom über C bzw. L, der sich nur nach außen hin aufhebt.
Insofern sehe ich das komplette Gebilde Leitung/Ankoppelspule als Induktivität an, die zusammen mit der abstimmbaren Hauptinduktivität  an der Anode die gesamte Schwingkreisinduktivität darstellt. Da die Wellenlänge groß im Verhältnis zur verdrillten Leitung ist, muß man dem Gebilde m.E. auch nicht einen Leitungswiderstand zuordnen. Sicherlich dämpft das Gebilde die Gesamtinduktivität, aber nur wegen der inneren Dämpfung und wegen der Abstrahlung, die durch die Verdrillung ja klein gehalten werden soll. Nicht wegen eines angenommenen Wellenwiderstandes. Ich habe das Gerät nicht vor mir, aber die Koppelspule und damit deren Einfluß auf das Ganze wird nicht so sehr groß sein.
Wer schon mal mit einem GridDipMeter gearbeitet hat (Amateurfunker), kennt vmtl. diese Methode, eine HF an schwer erreichbare Punkte zu bringen, unter dem Namen "Linke-Leitung" bzw. "Linkleitung".

Andreas

Nachtrag Überschlagsrechnung: Nehmen wir nur mal an, die Leitung sei mechanisch vielleicht 15cm lang (genauer weiß ich es nicht). Selbst dann, und sogar wenn wir mit Verkürzungsfaktor (ca. 2/3) rechnen, dann ist auch die elektrische Länge der Leitung nur einige 1000stel Lambda. Denn bei 10,7MHz haben wir es ja immerhin mit Wellenlängen um 30m zu tun.
Also wird die Koppelinduktivität durch die Leitung nur unwesentlich transformiert: Sie erscheint am Leitungsanfang fast in gleicher Größe wie an der Koppelspule selber. Das gilt selbst dann, wenn man der Leitung eine gewisse Kapazität (schätzungsweise ein paar pF) zubilligt. Zu den Verlusten durch innere Dämpfung und Abstrahlung siehe oben.

Hans M. Knoll
13.Mar.07
  6

5040W 3D Teil 3


Frage 1 a.

Ich koennte es mir leicht machen und sagen: eine abgeschirmte Leitung ist aufwaendiger.
Das waere aber auch nur eine Teil- Antwort.  Ausserdem sind „verdrillte Linkleitungen“ in der Sendertechnik bei KW-Amateuren als „link coupling“ mit „twistet line“ ueblich, weil einfach zu handhaben..

Nachtrag:

Um in die Fragen um die "twistet lines" etwas Licht zu bringen, habe ich einmal mit dem Material das mir zur Verfuegung steht mit meinen Messmitteln drei Versionen von Paralleldraht oder twistet lines gemessen und das Z berechnet.

Die Ergebnisse haben mich zum Teil auch ueberascht. Hatte ich doch zwischen parallel und verdrillt etwas mehr Differenz erwartet.

Hier die Ergebnisse: Z jeweils = 259 Ohm, 175 Ohm und 166 Ohm (gerechnet)

Bild 309

 

 


Bild 301



Moegliche Antwort:
Warum man wie im Teil 2 in Post 7 gezeigte Variante einer zweiten ZF- Spule in der BOX nicht benutzt hat, laesst sich heute nicht mehr sagen. Siehe das Bild 302

Bild 302





In dem 1. Filter, im Chassis, zu dem die verdrillte Leitung fuehrt, ist aber noch Platz fuer eine weitere Spule. Es kann also sein, dass zwischen UKW-BOX und erster EF89 ein Dreikreisfilter vorgesehen war. Ein Jahr danach im 3055, 4055 und danach im 6098 oder im 6099 ist das die Regel.
Die Auskopplung waere nach Bild 303 einfach zu machen, da der zweite Kreis als Tiefpass ( am Kopf haengen 40pF) dafuer sorgt, dass nur 10,7 Mhz vorkommen und wegen der magnetisch gekoppelt Kreise  2 und 3 ,   es keine grosse Verdrahtung (Umschaltung) gibt. Das kommt erst am 3. Kreis

Bild 303

 



Doch jetzt zur eigentlichen Frage.
Sieht man sich den Aufbau an, wo die zu verbindenden Teile UKW-BOX und Filter 1 angeordnet sind, laesst sich erkennen, es ist fast keine Entfernung zu ueberbruecken.
Eine Abschirmleitung muss um die Anschluesse fuer eine Grosserie nutzbar zu machen am Anfang und Ende ca. 15 mm aufgespleisst werden damit die Enden im Akkord verloetbar sind. Das wuerde eine Leitung bedeuten die 2x 15 mm blank und ca. 45 abgeschirmt ist. Fuer eine moderne Fertigung ein aufwaendiges Teil.
Dazu kommt, sieht man sich die Schaltung an, dass der Schirm waere es eine einfach geschirmte Leitung nicht am Chassis, sondern auf dem C8 liegen wuerde.

Das liesse sich nur umgehen, indem man eine kleine Koppelspule anbringt. Dass so etwas nicht brauchbar ist, steht schon im Teil 2 Post 7: Immerhin steht am oberen Anschluss der ersten ZF Spule = C 11 die Oszillatorspannung mit mehr als einem Volt.

Repeat Teil 2 Post 7:
( Ausserdem musste staerker auf die reduzierte Stoerstrahlung im FS-Bereich III eingegangen werden. Die induktive Kopplung von ZF und Oszillator konnte deshalb nicht aufrecht erhalten werden. Je eine Koppelwicklungen auf jeder ZF- Spule mit kleiner Windungszahl, haben leider auch stoerende Resonanzen, durch die Stoerspannungen ueber die ZF- Leitung nach aussen gelangen)

[Bei 100Mhz erzeugen kleinste Kapazitaeten gegen die Umwelt durch Stroeme eine Chassisstrahlung, weil das Blech als Antenne wirkt.
Ab 1953 wurde ja im Freien Feld diese Strahlung als Grenzwert der Feldstaerke in 30 Meter Entfernung mit 150 uV / m fuer die Grundwelle und 30 uV / m fuer alle Oberwellen vorgegeben]

Zwei verdrillte Draehte sind magnetisch „dicht“ weil sich laufend eine Umpolung der Flaechen, zwischen den Draehten, ergibt.

Bild 304

 




Bild 307

 





Wer soll da magnetisch einkoppeln?
Es kann als bekannt angenommen werden, dass jeder Strom der durch Kapazitaeten verursacht, aus spannungsfuehrenden Punkten gegen Chassis fliesst, auch ein Magnetfeld erzeugt. Dazu kommt die magnetische Streuung aus den Filtern, besonders aus dem Ratiodetektor der ja die hoechste ZF- Spannung fuehrt.
Nicht ohne Grund haben die Firmen Loewe -Opta schon 1952 und Telefunken Loesungen entwickelt, bei denen die gesamte Schaltung incl. Röhre EB41 oder EABC80 in einem Filtertopf integriert war wie man es spaeter mit den Halbleiter- Dioden machte.


Bild 305

 





Bild 306

 







Mir ist schon klar, dass man sich das nicht leicht oder gar nicht vorstellen kann, wenn man noch nie ein Radio aufgebaut und gewobbelt hat..
Diese Magnetfelder vagabundieren im Blech des Chassis und kommen auch bei unserer verdrillten Leitung an. Der ZF- Pegel ist an dieser Stelle nur in der Mikrovolt Gegend.
Nicht ohne Grund sind oft UKW Boxen nur an einem Punkt geerdet damit der Chassisstrom nicht durch die Box fliesst.
Bei der engen Verdrillung einer „twistet line“ ist das Eindringen von Kraftlinien sehr reduziert. Bleibt nur die kapazitive Komponente. Die Windungen schirmen sich jedoch selbst ab, die kalte Leitung bedeckt die heisse.
Die geschirmte Leitung hat eine Oberflaeche die offen daliegt wenn sie nicht an Masse geloetet ist. Aus den oben schon genannten Gruenden ( keine Auskoppelspule, und C8 als Bezugspunkt) kann der Schirm nicht geerdet sein. Daher ist das auch da unguenstiger, als eine verdrillte Leitung mit ihrer kleinen Oberflaeche.





Frage 1 b


Die Wicklung an der die verdrillte Leitung liegt, ist nur eine kleine Koppelspule ( typisch sind 2 Wdg.)  dicht an der Sekundaerspule und wird vom Magnetfeld des Abgleichkernes erfasst. In dieser Koppelspule fliesst der gesamte Kreisstrom des Anodenkreises der ECC85 und sorgt fuer eine feste Kopplung mit dem Sekundaerkreis. Im Plan ist das ersichtlich, es gibt nur einen Abgleichkern und das Abgleich-Symbol in der Wicklung

 


Frage zur Produktion:

 
Trotz des Vorabgleichs wurde die gesamte UKW-Box im Geraet mit dem Wobbler nochmals abgeglichen. Das erste Filter bestimmt wenn alle Stufen in der Begrenzung sind, die Selektion und daher sehr wichtig.
Repeat:Aus Post 4
Aus dieser Skizze laesst sich ersehen, dass link und Koppelspule in Kreisinduktivitaet eingehen.
Die Induktivitaet der Koppelspule wird aber vom Abgleichkern des Filters bestimmt, die Stellung des Kernes wiederum von der Kapazitaet C67 der Verdrahtung und der folgenden Roehre. Ein Endabgleich der Spule in der UKW-BOX ist daher bei einem Spitzengeraet notwendig bzw. Realitaet.

Die HF Kreise wurden mit Mess- Ton und Output-Meter und Kopfhoerer am Ohr abgeglichen.

ENDE

Thomas Günzel
14.Mar.07
  7 Zunächst mal Danke an Herrn Barkawitz und Andreas Steinmetz für ihre fachmännischen Beitrage.

Ein dickes LOB an Hans, der sich wieder mal unheimlich viel Mühe gegeben hat, um die Frage mit Bildern, Skizzen und Background-Informationen ausführlich zu beantworten. Danke!




Nun zur 2. Frage:

Dazu habe ich die revelanten Schaltungsausschnitte in einem Bild zusammengefasst

Zum vergrößern, einfach auf das Bild klicken!





Frage 2:
Welche Funktion hat die Kombination R24//C86 und eine „Rückführung“ über R1 auf das Gitter der FM-HF-Vorstufe?

Auf Eure Antworten bin ich schon gespannt!

Thomas
Georg Beckmann
14.Mar.07
  8

Bei den positiven Halbwellen fließt ein Gitterstrom in der EF89 II. Dieser bewirkt, dass sich C86 negativ auflädt. Je höher die Amplitude der ZF wird, desto größer wird die negative Spannung, was dazu führt, dass die Vorstufe abregelt. Das ist jetzt ein sprachliches Problem, natürlich geschieht das nicht sequentiell, sondern die ZF wird durch diesen Mechanismus eben mehr oder weniger konstant gehalten. In Richtung Ausgang arbeitet die EF89 II im C Betrieb, das heisst, die Amplitude wird begrenzt. Bei der FM Modulation will man ja Reste einer Amlitudenmodulation vermeiden. Die gewünschte Information liegt ja in der Frequenz in der Amplitude höchstens Störungen.

Dieter Barkawitz
15.Mar.07
  9 Zuerst möchte ich Herrn Knoll für seine klärenden Worte und wie immer ausführliche Beschreibung danken!

Eine Frage zur Messung des Scheinwiderstandes der drei Testleitungen:
Solche Messungen habe ich auch schon durchgeführt, allerdings mit viel längeren Leitungen und vor allem wesentlich höherer Messfrequenz unter zur Hilfenahme eines Richtkopplers. Wenn man den Abschlusswiderstand variiert kann anhand des Abgleichs auf Null-Reflexion das Z bestimmt werden.

Sie Schreiben die Messfrequenz sei 4MHz. Auf welche Weise ist bei den augenscheinlich extrem kurzen Test-Leitungsstücken bezogen auf die Wellenlänge so eine Messung mit brauchbarem Ergebnis möglich?



Sie schreiben zu Frage 1b:

"Die Wicklung an der die verdrillte Leitung liegt, ist nur eine kleine Koppelspule ( typisch sind 2 Wdg.) dicht an der Sekundaerspule und wird vom Magnetfeld des Abgleichkernes erfasst. In dieser Koppelspule fliesst der gesamte Kreisstrom des Anodenkreises der ECC85 und sorgt fuer eine feste Kopplung mit dem Sekundaerkreis. Im Plan ist das ersichtlich, es gibt nur einen Abgleichkern und das Abgleich-Symbol in der Wicklung."

Genau so sehe ich das auch. Wenn das aber so richtig ist gilt doch auch, dass das den Schwingkreis anstoßende Signal zeitgleich, also in Phase mit der Schwingkreisspannung ist. Mit anderen Worten das treibende Signal ist real ohne Imaginäranteil. Der Imaginäranteil wird durch Transformation auf den Sekundärkreis und dessen Resonanz eliminiert. Und genau das ist doch die Vorraussetzung damit die verdrillte Leitung wirklich HF-dicht sein kann und damit einer vagabundierenden Rückkopplung vom Ratioausgang auf den ZF-Eingang vorbeugt.


Welche Funktion hat R24//C86 und die Rückführung…?

Herr Beckmann hat das schon ganz schön mit dem Gleichrichtereffekt bedingt durch Gitterstrom beschrieben. Erwähnt werden sollte an dieser Stelle, dass dieser Spannugsfall am heißen Ende von R24 negativ ist weil das Röhrengitter von Masse aus gesehen auf der anderen Seite der Spannungsquelle liegt und sich deshalb die Polarität umkehrt. Der Kondensator C86 dient lediglich als Ladekondensator und überbrückt die negativen Halbwellen des Schwingkreissignals, sein Kapazitätswert ist also ziemlich unkritisch. Bemerkenswert ist noch, dass auf diese einfache Art gleich zwei Röhren geregelt werden, die EF89 II und die ECC85 I.

Der Arbeitpunkt beider Röhren liegt solange kein Signal vorhanden ist im A-Betrieb und gleitet mit steigendem Signal in Richtung B-Betrieb. Ein C-Betrieb liegt meines Erachtens auch bei sehr starken Eingangssignalen nicht vor, denn bei der EF89 müsste dann der Gitterstrom im deutlich zweistelligen uA-Bereich fließen. Für die AM-Unterdrückung durch C-Betrieb dürfte die nachfolgende EBF80 sorgen, die übrigens über eine ähnliche Selbstregelung hier R17 und C58 verfügt.




Gruß  Dieter B.

GR: Breite korriert

Dieter Barkawitz
16.Mar.07
  10 Jetzt möchte ich auf die Ausführungen von Herrn Steinmetz eingehen.Zur Erinnerung das Zitat:
"Nur der Parallelkreis als Ganzes wird bei Resonanz ohmsch. Jedes seiner Elemente verhält sich nach wie vor wie eine Kapazität oder eben wie eine (gedämpfte) Induktivität. Insbesondere fließt dann wegen der Gesamtspannungserhöhung auch ein recht großer Blindstrom über C bzw. L, der sich nur nach außen hin aufhebt.Insofern sehe ich das komplette Gebilde Leitung/Ankoppelspule als Induktivität an..."


Sie haben natürlich Recht wenn sie schreiben ein resonanter Schwingkreis ist nur nach außen reell und im Inneren eines Parallelkreises fließen 180° phasenverschobene Ströme durch L und C. Wenn dieser Schwingkreis aber als Transformator mit zusätzlicher Koppelspule aufgebaut ist, so wird sich jede Änderung der Koppelspulenbelastung, egal ob ohmsch, induktiv oder kapazitiv auf den Schwingkreis anhand dem Qudrat des Windungszahlverhältnisses (n1:n2)2 transformieren. Das gilt für beide Richtungen, also der Ein- oder Auskoppelung von Signalen. An der Koppelspule erscheit der transformierte für die Schwingkreisgüte verantwortliche Ersatzwiderstand, bei Resonanz ohmsch. Auf diesen Widerstand wird die Speiseleitung mit ihrem Z angepasst.

Dann zu Ihrem Nachtag bezüglich der sehr, sehr kurzen Leitung in Bezug zur Betriebswellenlänge:
In diesem Fall geht es nicht darum mit der Leitung ein Signal zu transformieren, sondern genau das Gegenteil ist der Fall. Es geht darum mit der Leitung ein Signal möglichst HF-dicht und obendrein kostengünstig von einer Baugruppe zur anderen zu übertragen. Das geht nur mit einer angepassten Leitung auf der möglichst keine Transformation stattfindet und sei die Leitung auch noch so kurz. Aus diesem Grund werden Generatorausgangswiderstand, der Leitungswiderstand und der Eingangswiderstand der nachfolgenden Schaltung einander angeglichen. Im Übrigen ist die Transformation einer sehr, sehr kurzen fehlerhaft angepassten Leitung nicht zu unterschätzen, denn die Transformation erfolgt nahe vom Nullpunkt ausgehend entlang der Sinuskurve einer stehenden Welle. Und da die Sinuskurve beim Nulldurchgang am steilsten ist und die Transformation im Quadrat zur Spannungsänderung erfolgt liegt gerade in diesem Bereich die größte Transformation bezogen auf die Leitungslänge.

Gruß Dieter B

Breite des Beitrages editiert. Wolfgang Bauer

GR: erneute Korrektur


Andreas Steinmetz
16.Mar.07
  11

Hallo Herr Barkawitz,

mh, Ihre Ausführungen klingen in sich ebenfalls logisch. Möglicherweise haben wir auch etwas aneinander vorbeigeredet, oder es liegt doch noch ein Denkfehler vor.
Ich werde weitere Überlegungen anstellen und mich hier melden, sobald ich (hoffentlich) mehr weiß. Leider fehlt mir die Zeit für genaue Messungen, z.B. nach Betrag und Phase an den beiden Enden der verdrillten Leitung. Dann würden wir vielleicht schneller klar sehen.

Andreas

Hans M. Knoll
16.Mar.07
  12

Hallo Herr Barkawitz und Herr Steinmetz.

Ich moechte jetzt einmal eingreifen, weil eben H. Steinmetz nicht nur dem Hobby nachgehen kann.

Ich habe zwei Skizzen gemacht. Transformation 1 und 21 Der besseren Qualitaet wegen als pdf und  als  Anlagen.
Die erste (1) zeigt drei Schaltungen Fig. 1 bis 3.
Fig 1 ist die von der die Rede ist. Ich gehe mal davon aus, dass Sie auch der Meinung sind, in Fig1 ist es egal ob die Koppelspule mit den 2 Wdg. mechanisch auf dem sek. Kreis sitzt und elektrisch wie im 5040 in serie zum prim. Kreis liegt, oder mechanisch auf dem prim. Kreis und elektrísch in Reihe mit dem sek. Kreis liegt. Fuer die Kopplung "kritisch k/d = 1" ist das identisch.
Einverstanden? Das heist dann: alle drei Schaltungen sind gleich in ihrer Funktion.

Wenn ich jetzt einmal sage: der herabtransformierte Widerstand ist in mit nur einem abgestimmten Kreis ( der andere ist bedaempft oder verstimmt)   an beiden Kreisen 115 Ohm am Anzapf.

Wenn der zweite Kreis mit seinem Anzapf von 115 Ohm am ersten Kreis ( an dessen Anzapf) angeschlossen wird, sinkt am Verbindungspunkt und an den beiden Hochpunkten der Kreise der jeweilige Wert, wie er ohne Kopplung bestanden hat, auf ein Halb oder 50%.

Das ist die Bedingung der kritischen Kopplung oder: Kopplung = k/d = 1
(„k“ ist der koppelfaktor, „d“ die Daempfung der Kreise wobei angenommen ist „d“ ist bei beiden gleich, wenn nicht wird das Ergeniss errechnet)

Wenn Sie das auch so sehen, koennen wir zur zweiten Skizze ( 21) gehen.

Dort ist im unteren Teil der Fall gezeigt wie wir ihn eben besprochen haben. Jeder Anzapf hat die 115 Ohm.
Wenn ich nun, zwischen die 115 Ohm Anzapfe ein Pi-Glied mit Z= 115 Ohm am Eingang und Ausgang schalte, veraendere ich natuerlich “k“ und damit k/d . Ich kann aber wie Herr Barkawitz sagen, das Pi-Glied sieht am Eingang und Ausgang die 115 Ohm, der klassische Fall einer Anpassung.

Und jetzt?       Mache ich das bei der oberen Skizze ( der 5040W 3D) auch, kommt jetzt das, was Herr Steinmetz sagt: der primaere Anschluss ist jetzt nicht mehr reell,  sondern nur XL oder induktiv.

Das der Kreis jetzt aber einen Verlustwiderstand von 115 Ohm hat wird man wohl einsehen koennen. Wegen der fehlenden magnetischen Kopplung der Koppelspule auf Kreis 2, werden die 115 Ohm nicht mit Ue hoch 2 hochtransformiert, sondern XL zu R werden jetzt vektoriell addiert. Das Uebertagergesetz mit Ue bzw. Ue hoch2 ist ausser Kraft gesetzt.

Die fiktive „twistet line“ bestehend  aus dem Pi- Glied Z= 115 Ohm ist am Eingang nicht mehr angepasst, daher wenn man so will, nicht mehr reflexionsfrei,  wie H. Barkewitz sagt oder meint.
Das bitte ich mal zu pruefen bzw, zu bedenken. Wir kommen sonst zu tief in die Physik der Schwingkreise was ja nicht beabsichtigt war. Wir wollten Schaltungstechnik erklaeren. Sicher gehoert Anpassung auch dazu, ich hoffe aber, dass Sie das so annehmen wie es oben steht.

Mit freundlichem Gruss, Hans M. Knoll



Attachments

Thomas Günzel
17.Mar.07
  13 Lieber Andreas, lieber Herr Barkawitz,

daß diese verdrillte Leitung, soviel Diskussionen auslöst, hätte ich nie gedacht!
Für mich als aktiver Produktions- und Prüffeld-Ingenieur, hatte ich eigentlich nur die Frage gestellt:

Warum verdrillte Leitung!?

Antwort von Hans: Weil Koax mit abisolieren und wegen der kurzen Länge zu teuer war!

Hans, hat dies schon klar aus produktionstechnischen Gründen, zugunsten der verdrillten Leitung dargelegt!

Wir sollten hier; nun nach über 50 Jahren nicht versuchen, theoretisch nachzuvollziehen was der eine oder andere Entwickler gedacht hat und eventuell die Produktion ausbaden musste.

Mir geht es auch tag-täglich so;  die Entwicklung rechnet mit tollen CAD-Tools (früher Rechenschieber) und denkt, so wird die Produktion schon laufen, aber die Realität zeigt doch speziell in der Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik etwas anderes.
Viel Feinarbeit ist notwendig um die Schaltung entsprechend der Spezifiktionen zum Laufen zu bringen.

Letztendlich ist es der erfahrene Prüftechniker, der nach 5-50 Vorserienmodellen den entscheidenten Hinweis gibt, damit alles läuft!

Deswegen war auch meine Frage zum Nachabgleich des UKW-Tuners!

Die Realität: Ja, beim Spitzentuner war es notwendig!

Nichtsdestotrotz, vielen Dank für Eure interessanten Beiträge und in der Hoffnung, daß wir noch weitere viele interessante Beiträge von Euch und hoffentlich anderen Mitgliedern bekommen,

Euer

Thomas


Dieter Barkawitz
17.Mar.07
  14

Lieber Herr Günzel,

ich stimme Ihnen voll und ganz zu, dass wir inzwischen zu tief in ein abschweifendes Thema eintauchen. Dennoch möge mir ein letztes Word erlaubt sein, denn es könnte zur sachlichen Klärung führen.

Hier einmal die Fakten, die inzwischen unstrittig sind:
- das Z der Koppelleitung liegt parallel zur Koppelspule am ZF-Eingang
- der ZF-Kreis ist in Resonanz und R-Eingang an der Koppelspule ist reell
- der Eingangswiderstand der Koppelspule errechnet sich nach ü2
- damit besteht Anpassung der Leitung am ZF-Eingang
- das Z der Koppelleitung liegt in Reihe zur Kreisspule der ECC

Herr Knoll gibt den entscheidenden Hinweis:

"Das der Kreis jetzt aber einen Verlustwiderstand von 115 Ohm hat wird man wohl einsehen koennen. Wegen der fehlenden magnetischen Kopplung der Koppelspule auf Kreis 2, werden die 115 Ohm nicht mit Ue hoch 2 hochtransformiert, sondern XL zu R werden jetzt vektoriell addiert."
Der Schlüssel zur Problemlösung liegt in der Aussage: "XL zu R werden jetzt vektoriell addiert."

Nachfolgend meine Interpretation:
Diese Aussage gilt nur für den Vektor der Kreisspule und auf das Schwingkreisverhalten der ECC, nicht für die Auskopplung des Signals.

Begründung:
Die Koppelleitung ist an ihrem Ende richtig und reell abgeschlossen, damit ist ihr Eingangs-Z ebenfall reell ohne Imaginäranteil. Die Koppelleitung bildet somit an ihrem Eingang einen reellen Widerstand, der vom Kreisspulenstrom durchflossen wird. Dieser reelle Widerstand wandelt nicht wie ein ohmscher Widerstand die zugeführte Energie in Wärme sondern leitet sie weiter auf den reellen Widerstand der Koppelspule des ZF-Kreises. Die Koppelleitung selber ist somit der reelle Abschlusswiderstand für die Signalauskopplung. Damit besteht auch am Eingang der Leitung Anpassung für das Strahlungsverhalten dieser Leitung, das sagt aber noch nichts über die Anpassung hinsichtlich maximaler Signalstärke auf die Anode der ECC aus. Die Leistungsanpassung ergibt sich aus der Gesamtübersetzung zwischen der Anode ECC und dem Gitter der EF.
Fazit: Man könnte auch sagen, die verdrillte Leitung transportiert lediglich den reellen Eingangswiderstand des ZF-Kreises in Reihe zur Kreisinduktivität der ECC.

Ich hoffe in meinen Ausführungen ist kein Denkfehler und die Herren Knoll / Steinmetz können mir zustimmen.

Gruß  Dieter

GR: Breite justiert

Hans M. Knoll
17.Mar.07
  15

Hallo Freunde die an diesem Projekt mitarbeiten.

Ich denke es kann jetzt weitergehen mit der Schaltungsbesprechung.

Doch zunaechst noch meine Version zur Frage 2 im Post 8.

Herr Beckmann hat im Post 9 die richtige Anwort gegeben.

Das gleiche tat Herr Barkawitz im Post 10 und gab noch Weiterungen dazu ab.

Aber, das wichtigste ist jetzt:

Im Post # 15 gibt Herr Barkawitz eine Antwort zu einer lange besprochenen Loesung ab und dazu eine Frage

Fazit: Man könnte auch sagen, die verdrillte Leitung transportiert lediglich den reellen Eingangswiderstand des ZF-Kreises in Reihe zur Kreisinduktivität der ECC.

Ich hoffe in meinen Ausführungen ist kein Denkfehler und die Herren Knoll / Steinmetz können mir zustimmen.

Fuer meine Person ist jetzt dieses Problem so beantwortet, dass ich zustimmen kann und die Leser ersehen koennen um was es eigentlich ging.

Wie Thomas Guenzel sage auch ich Danke, und bin froh, jetzt wieder am eingentlichen Thema weitermachen zu koennen.

Fuer H. Barkawitz habe ich eine Frage von Ihm extern beantwortet.

man findet sie hier:

wellenwiderstand_einer_zwillingsleitung_wie_messen

Viel Spass und weiter gehts mit Thomas Guenzel !

Gruesse von Hans M.m Knoll

  

 

Karl-Heinz Bradtmöller
17.Mar.07
  16

Hallo,

kleiner Nachtrag:

Um nach außen eine unerwünschte Abstrahlung der HF zu verhindern, wurde hier eine einfache, aber wirksame verdrillte Koppelleitung benutzt.

Dieser Aspekt ist in der gesamten Telekommunikationstechnik von großer Bedeutung. In Telefonkabeln werden ausschließlich verdrillte Adernpaare verwendet, die sich in bis zu gebräuchlichen 100 Doppeladern auf engstem Raume in einem sogenannten 100-DA-Kabel mit Durchmesser ca. 4 cm mit nur einer statischen Abschirmfolie für alle Adern gesamt befinden. Ein Übersprechen zwischen den einzelnen Adernpaaren kann so sehr wirkungsvoll gestaltet werden, daß sogar DSL und ähnliche Standards mit hoher Übertragungsrate problemlos simultan übertragen werden können. Die Verdrillung und die Anordnung der Paare ergibt in derartigen Telekom-Technik-Verkabelungen einen Wellenwiderstand von typisch 120 Ohm. Es sei aber abschweifend bemerkt, daß die Digitaltechnik ein exponentielles Abfallen der Feldstärke außerhalb des Leiters nicht gewährleistet, es gibt auch hier unerwünschte Peaks im Spektrum. Der Begriff euklidische Distanz sei hier erwähnt.

Aber das nur nebenbei.

Wollte nur sagen, die Schaltungsentwickler damals wurden in der Verwendung von verdrillten Koppelleitungen durch die bis heute in Gebrauch befindliche Twisted-Pair-Technik vollauf bestätigt.

Beste Grüße,

Ihr K.-H. B.

 

 

Thomas Günzel
17.Mar.07
  17

Zuerst mal Dank an alle für die fachlich kompetenten Beiträge!

Eine Frage hätte ich aber noch, bezüglich der Verstärkungsregelung des Systems:

Wie hoch ist denn die Amplitude  des ZF-Signals am Gitter der EF89 II bei einem normal zu empfangenden Sender und welche ungefähre Gittervorspannung  ergibt sich daraus für das System 1 der ECC85?

Gruß an Alle

Thomas

 

Hans M. Knoll
17.Mar.07
  18

Hallo Thomas,

Herr Beckmann hat  das sehr schoen ausgedrueckt.

Das ist jetzt ein sprachliches Problem, natürlich geschieht das nicht sequentiell, sondern die ZF wird durch diesen Mechanismus eben mehr oder weniger konstant gehalten.

Wenn die ECC85 wie spaeter immer, nicht geregelt wird, koennen das am R24 bis zu 25 Volt und mehr werden.

Hier handelt es sich um einen geschlossenen Regelkreis und weil die ECC85 bie 4 bis 6 Volt   heruntergeregelt ist, werden es so -4 bis -5 Volt sein.

Das Regeln der Vorstufe hat sich bei zunehmender Senderdichte nicht bewaehrt.

Es soll ja eigentlich die Mischstufe vor Uebersteuereung geschuetzt werden.

 

Hier ein spaeters Beispiel wie es korrekt arbeitet, ein SABA.  Nur 2 ZF-Kreise bestimmen die Bandbreite der AGC. Hier kann es aber sein, dass ein starker Nebensender den schwachen wegdrueckt. Das sollte im 5040 W 3D vermieden werden. 

 

Die Regelspannung die hier im 5040 wirkt, ist aber nur bei Sendermitte auf der maximalen Hoehe. Die Selektion der ZF ist da voll wirksam. Wenn nun ein starker Nachbarsender auf die Mischstufe "drueckt" das Radio aber einen schwachen Sender empfaengt, ist u. Umstaenden die Regelspannung zu klein. Das kann soweit gehen, dass der Sender den Oszillator "ausblaesst"

Grundig hat dazu ( so ab 1960) Vorsteckteiler verkauft !!!!  

Man muss auch hier wieder beachten, 1954 war UKW noch immer ein Lerngebiet.
Ausserdem ist es ueblich, in ein neues Spitzengeraet moeglichst viel Neues einzubauen.

Was dann genau so schnell wieder verschwindet.   "Dynamik- Expander"  "Ortssendertaste" usw.

Hans

 H. Bradtmoeller, O.K. gut dass Sie das bringen. Aber auch in der Radiosteinzeit war es ueblich,

die Heizleitungen, Beleuchtungsleitungen zu verdrillen um Brummfelder im Radio zu vermeiden.

Das steht in jedem besseren Lehrbuch oder Bauplan.

Thomas Günzel
17.Mar.07
  19

Hallo Hans,

Danke für diese  Erläuterung!

Jetzt habe ich verstanden und meinen Röhrenschaltungs-Horizont wieder etwas erweitern können!

Nun machen wir aber wieder eine kleine Pause, damit Thomas Albrecht noch nachkommt!

Nochmals der Hinweis für alle:

Wer sein technisches Englisch verbessern möchte, lese sowohl den deutschen als auch englischen Thread, da kann man viel lernen!

Die Übersetzungen von Thomas Albrecht sind exzellent!

Danke und herzliche Grüße

Thomas

Georg Beckmann
17.Mar.07
  20

Hallo,

ich habe mal eine Simulation mit den Werten aus der Skizze von Herrn Knoll gemacht.

Zur Erläuterung: In Reihe zu den Induktivitäten brauch ich immer einen Widerstand > 0. Der bestimmt die Güte der Schwingkreise, wenn er 0 ist funktioniert die Simulation nicht. Ob man den Schwingkreis durch einen Serien oder Parallelwiderstand bedämpft, ist fürs Prinzip egal.

Die beiden Plots zeigen einmal das Verhalten bei K = 0,8 und 0,3. Diese Werte habe ich geraten, vermutlich ist aber ein Wert um die 0,5 realistisch.

Die Kurven fangen an bei L1 = 8uH. Jede weitere ist für 1 uH mehr.

Das Q von 50 habe ich geraten. Wenn die Schwingkreise besser sind, muss man halt die Widerstände RTS1S und RL1 verkleinern.

 Die Plots mit K = 0,8 sind nochmals hochgeladen, vielleicht habe ich gestern beim Hochladen einen Fehler gemacht. Jetzt ist die Länge auch nicht mehr 0

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Hans M. Knoll
17.Mar.07
  21

Hallo Herr Beckmann, Sie koennten mich ja fast abloesen. ;-)

 

Die Werte hier.

Transformation-21.pdf 

habe ich mit 11uH und Q= 40 gerechnet bei einer Windungszahl (gezaehlt) von 30 + die zwei der Ankopplung aus Kreis 2 ergeben bei einem Ü hoch 2 von 256 die 115 Ohm.

Sie liegen also genauso gut wie ich.

Danke!  Hans M. Knoll

 
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grundig: 5040W/3D (Majestic); - Functional or decorative
Robert Sarbell
27.Feb.07
  1 I wish to submit an interesting note which I have just observed while performing restoration procedures on the cabinet of my 5040W3D (Majestic) version with motor tuning. . . . . .The final nitrocellulose lacquer coatings will be applied in the next week or so.

I respectfully request some comments which may impact the final procedures during this  cabinet restoration.

Replies may be in English or German - it is immaterial to my basic question:

Would there be any adverse effects if I replaced the original decorative "brass-colored" trim (only those pieces on the left and right sides which curve around the side speakers) with the proper solid brass alloy wiring?? The original material is NOT metal on this version. I can not attest to the other versions; nor does it appear that this trim has ever been removed or replaced.

Also, on the Majestic variant, the decorative trim does not connect to either AM or FM antenna systems. And during the refinishing, the stripping chemicals were observed to remove the "brass-colored" enamel or lacquer from what appears to be a hard plastic or vinyl strip  (monofilament core). This material is nearly identical to the old "fender welting" strips applied to automobiles when body and fender panels were bolted on (MANY years ago), with the only difference being that this trim material is much smaller in diameter.

I have ordered the category 260 alloy brass wire in sizes 12 gauge (.081"), and 14 gauge (.064"). The actual width of the original trim material groove measures up to nearly .070".

The reason I ask is because I have not seen any forum discussions which relate to this specific topic; and I allude to some earlier comments regarding the interaction of the "wire trim" on some models . . .Reference post 29 to the original thread submitted by Herr Jochen Amend

I have taken many recent photographs of the cabinet and various small trim pieces; and will submit a few to reflect the "before and after" status.

It is my expectation to approach the outstanding quality of work achieved by Herr Martin Renz on his Siemens G7 dual-colored cabinet and others he has displayed. His outstanding in-depth discussion of techniques to apply new lacquer coatings to the various woods on our radio cabinets has also been of great benefit to all members.

The attached photo depicts the temporary insertion of 14 gauge solid copper decorative wire for the purpose of evaluation. 


Respectfully,
Robert Sarbell

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Paul E. Pinyot † 2013
15.Oct.11
  2

Mr. Robert Sarbell,

I too have a problem with the Brass trim on a Grundig 3045.  It is missing (along with the tone control bezel) and I would like to replace it.

 What was your solution to this problem?  I realize it has been many years since you posted this question.

Thank you for your time,

Paul Pinyot.

Robert Sarbell
15.Oct.11
  3

Hello Paul,

I will take some time tomorrow afternoon to look through the more than 200 photos I took of the restoration of my 5040W3D; and locate some of the specific ones which depicted the replacement of the factory "brass trim" which was only "brass-colored vinyl welting".

I say that because it most nearly duplicated the early "fender welting" used by the automobile industry when they joined two pieces of metal bodywork - except in the wood cabinets of the elegant radios there was a very thin slit and groove which contained the fabric trim. When I tried to clean the original material it became dissolved upon use of some cleaners [ hence I decided to use the actual metal for replacement.

I actually used the solid brass 12 gauge wire; however, it was very time consuming and involved much care to ensure the wire would remain inside the existing grooves. had to use some form of clamping, and also had difficult time to ensure the wire was accurate from a linear standpoint.

I was very pleased with the final outcome.

I will downsize several of the photos for RMO posting requirements. The photos are displayed in the very small thumbnail size so it will take quite some time to find the most appropriate pictures!

Respectfully,

Robert

 

 

 

Paul E. Pinyot † 2013
16.Oct.11
  4

I am surprised (but probably should not be) by the vinyl brass/gold colored welting.  Surprised that it is not metal.  But from a manufacturing standpoint that makes good sense.  It forms easily and will keep straight if accidentally bumped or crushed. 

 I look forward to your pictures and will pick up some local samples.

 Thanks again,

 Paul

Robert Sarbell
16.Oct.11
  5

Hello Paul,

I am attaching just afew of the 25 photos which depict the removal and replacement of the "brass" trim on the Grundig 5040WD:

The brass wire I purchased from the R J Leahy company in San Francisco, Ca. They were listed on the web site as having many different types and sizes of wire. I purchased one pound of each of the gauge sizes 12 and 14 

I have absolutely no idea who may produce the very small "vinyl welting" in the shiny brass color. I am aware that it wil be easier to work with, but I am convinced the actual metal will be more beautiful.

Respectfully,

Robert

 

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Paul E. Pinyot † 2013
21.Oct.11
  6

Robert,

Thank you for posting the pictures.  You did a fine job.  All you pictures will help me with the installation.  And the overall color of the wood and the brass looks Museum Quality to me!

I ordered some Gold, marine grade, welting.  I hope it looks good.  The seller’s pictures did not lend themselves to a good evaluation of the color match.  She did try to help with other pictures.  The cost is low comparied to my other "Experiments".  

EBay Item number: 280755249904.  I will take a picture and post it here when it arrives.

Paul

Robert Sarbell
21.Oct.11
  7

Hello Paul,

The naugahyde or vinyl marine grade welting would probably be acceptable; however, I can assure you that the 1/2- inch width will be far greater than the existing trim materials I have seen on any tabletop radio. The true width of the material which came off my 5040W3D was more accurately .072- inches or gauge 13 which was not produced by RJ Leahy - so, I used the 12 gauge.

I also agree that the color match may not approach that of the original trim material. Good luck on your project.

Respectfully,

Robert

 

 

 

 

Paul E. Pinyot † 2013
22.Oct.11
  8

Robert,

I am betting (hoping) the 1/2 in dimension is the sewing tab that is to be captured between two sections of stitched material.  I should be able to trim that to the depth of the wood groove.

More later.

Paul.

Robert Sarbell
22.Oct.11
  9

Hello Paul,

It is possible; but, the typical dimension when talking about the sewn welts on my vintage Pfaff sewing machine usually refers to the "width of the welt". . . . . . . .

Respectfully,

Robert

James MacWilliams
23.Oct.11
  10

I'm reading this thread with interest.  I also have a 5040/W3D and ran into the same problem when refinishing.  I was able to salvage the original trim, but it is damaged in some areas on the right side.  I thought about replacing it with solid brass, but I was worried I wouldn't be able to keep it straight and not introduce wiggles in the wire.  Electrically, it should not interfer with either AM or FM reception.

So, Robert, did you have difficulties laying the new brass wire?  How did you finish the 90 degree bend at the bottom front?  Great photos.

Jim

Robert Sarbell
23.Oct.11
  11

Hello James,

I had no problem with the corners since I actually used a fine toothed metal file and placed the two pieces in a jig to bevel the ends - just like a woodworker or picture framer does. The ends came out very nicely; and you are correct that there is no FM interference with the "wire trim".

To ensure against the wire undulations, I had the supplier RJ Leahy ship the 12 and 14 gauge wire wound loosely in 12 - 16 inch coils - that  helped to eliminate virtually any wiggles.

I also used a hard nylon roller to gently press the wire into the original groove - sanded ever so lightly. And the vintage animal hide glue Tite-Bond was excellent to hold the trim in place

Respectfully,

Robert

 

Paul E. Pinyot † 2013
24.Oct.11
  12

Perhaps a "Slpine Roller" would help. We use them in the US to secure fly screen into window frames.  See this Google link for Spline rollers. 

Paul

Paul Reid
24.Oct.11
  13

> "fender welting" used by the automobile industry when they joined two pieces of metal bodywork

Your memory is excellent. My brother's 1941 Plymouth has welting. That body type was redesigned early-mid 1950s.

A similar small metal-look welting was used on guitar amplifiers around 1960. A slot is cut in the wood. Stage-amps were usually cloth-covered to hide cheap sturdy wild-grain wood, this was worked into the slots. Then welting was inserted, for decoration and also to secure the end of the cloth better than just the glue. It can look very nice. Restoration material is available, though I would have to hunt for references. It may be called "cord".

I like the look of the wire. I know it can't be easy, and must tend to tarnish.

> difficult time to ensure the wire was accurate from a linear standpoint.

House-wire is sold soft and coiled. You want hard and straight. "Draw" the wire to cold-work it harder. Tie one end to a sturdy wall. Wrap the other around a sturdy stick. Pull with increasing force. The wire will "give". With #12 wire this may take all your weight, or more. (I used to draw #26 with one hand.) The length will increase significantly, more than 30% but less than double, then stop "giving". This is a good point for you to stop. (I wanted very-hard, pulled until the wire broke.) This will reduce the diameter. I guess 1.5X elongation makes 82% diameter, so start with wire about 122% of desired size. All this pulling takes out the "coil", the wire is remarkably straight.

> I am surprised (but probably should not be) by the vinyl brass/gold colored welting.

I would guess that it was "Fashionable" for furniture, jewelry-boxes, etc... for about one month in 1956. Certainly the 1/2" plastic welting was common from the forties into the 1960s (I am thinking of kitchen chairs bought in 1962). The smaller stuff may not have found much use except notably on a few "stylish" guitar and radio cabinets. 

Paul Reid
24.Oct.11
  14

> small metal-look welting was used on guitar amplifiers

Antique Electronic Supply

Their website links are awkward. From the home page, left side, click-through this sequence: 

  • Grill Cloth, Tolex, & Piping
  • Guitar Amplifier
  • Piping

There are several types and colors but only a few indicate their size.

As I recall, the piping is considerably bigger than the slot so that it will jam firmly. 

"Piping - Original Marshall, Gold, Thin"  $1.95 per FT

Gosh, at that price, house-wire is cheaper.

Robert Sarbell
24.Oct.11
  15

Hello Paul,

I assure you that the bright brass trim on my 5040W3D will not likely tarnish - since it was very carefully "Brassoed"after the glue thoroughly dried.

Then I sprayed it with many thin coats Sherwin-Williams moisture resistant nitrocellulose lacquer; and there has been NO degradation since it has been applied.

Respectfully,

Robert

 

 

 

 

Paul E. Pinyot † 2013
24.Oct.11
  16

I saw this product and considered it. How would this be secured to the wood groove? This piping appears to be round with out a tab.

The welting I ordered came it. And it is too round or fat. It is not 1/2 round but it is defiantly too wide to look good.

The lady at the hobby shop suggested I strip out the hard nylon inner core, remove the fluffy padding and wrap the gold colored cover back around the core. This does make it much thinner. However it still does not look good.

 
Hits: 13906     Replies: 12
grundig: 5040W/3D Circuitry Analysis - Part 2
Thomas Albrecht
26.Feb.07
  1

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Here is a link to Part_1 of this continuing series.

The FM oscillator and mixer

We are now continuing on with the oscillator and mixer stages.

Here are two questions:

1.  What is the purpose of the R-C combination R3-C8 along with a choke of about 2 µH?

2.  Why is there a resonant circuit (L and C9) between the cathode of the ECC85 and ground?

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Part 1 of our circuitry analysis can be found here:

Circuitry_Analysis

I hope you enjoy this ongoing project.

Thomas G.

Thomas Albrecht
26.Feb.07
  2

(Translation of text originally by Karl-Heinz Bradtmöller)

Hello,

The choke and capacitor combination L-C9 helps to get the oscillator started.

(If the choke had more inductance, it would be reminiscent of "commutator" technology).

If only a resistor had been used to create a slightly negative grid voltage, there would have been more noise and tendency for wild oscillations, especially because of the unavoidably large physical size of the circuitry.  In order to make sure it would oscillate, especially in the higher frequency regime, "high current" methods had to be used.  Therefore the anode current is relatively high compared to "normal" (low frequency) triode circuitry.

When voltage is first applied, the anode current is larger, so that the oscillator is forced to oscillate.  Once the oscillation gets going, the inductance of the choke takes effect and stabilizes the sine wave in the desired frequency range.

Best regards,

K.-H. B.

Addendum on question 1:

Isn't the value of 1 nanofarad for C10 too high?  In similar circuitry in other sets, there is an additional inductive coupling coil in the first 10.7 MHz IF transformer in "reverse phase, which is "bypassed" with a capacitor to ground having a capacitance of at most 180 pF.  Therefore it looks like this has something to do with "neutralization" of the 10.7 MHz IF frequency, although I wouldn't swear by it.  The oscillator certainly shouldn't be oscillating at 10.7 MHz, so that has to be inhibited somehow.

Thomas Albrecht
26.Feb.07
  3

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Herr Dieter Barkawitz sent me the following mail:

Dear Herr Günzel,

I find your thread on circuitry analysis of the 5040W very interesting.  Unfortunately I don't have permission to write anything in that forum.  Perhaps you can post this answer for me.

On question 1:

The choke Dr and the capacitor C8 form a series resonant circuit, which is in resonance at the specified frequency of 10.5 MHz.  On account of the Q of this circuit and the unavoidable component tolerances, this circuit can be viewed as one which absorbs 10.7 MHz, with two purposes which it simultaneously fulfills:

-  It forms an atennuator for any 10.7 MHz interference that may come into the IF stage via the antenna and RF stage.

-  The cold side of the anode circuit is bypassed to ground with just a 1 nF capacitor, which has a reactance of about 15 ohms.  There is a residual voltage on this capacitor which is 180° out of phase with the signal on the anode.  This residual signal voltage gets applied across the absorption circuit and to the grid through the choke Dr and capacitor C8 and serves as neutralization for 10.7 MHz.  In this way, a self-excitation at 10.7 MHz is inhibited.

Resistor R3 simply serves as a grid leak resistor and holds the grid at zero volts.

On question 2:

The parallel resonant circuit formed by L and C9 resonates at about 92 MHz.  Its resonant frequency lies around the middle of the FM band.  At resonance, this circuit produces a very strong reverse coupling for any unwanted oscillations at the frequency of the resonant circuit at the output of the previous stage, to which it is coupled with a 50 pF capacitor.  In other words, at the grid of the self oscillating mixer stage, there are two resonant circuits close to one another in frequency connected in quasi-parallel, one at the receiving frequency (i.e., 87-104 MHz) and a second at 97-114.7 MHz.  This resonant circuit in the cathode circuit is used in order to make sure that the oscillator oscillates at the correct frequency, and not at the receiving frequency.

Thanks for the reply,

Thomas Günzel
Thomas Albrecht
26.Feb.07
  4

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello forum friends,

To keep from artificially increasing the suspense, I'll make this interim update.

Both answers more or less correctly describe how the circuitry provides feedback of 10.7 Mhz signal from the anode circuit of the mixer.

The main purpose of this circuitry, however, is not yet clear.

I shouldn't avoid saying, however, that Herr Barkawitz's assumption about the way the circuit works is unfortunately incorrect when it comes to phase.  It is a feedback circuit, but not negative feedback.

The cathode circuit was seen by both as something to aid or initiate oscillation...  

If it were negative current feedback (created by inductance), it could have this kind of function, but it is not likely that the oscillator won't oscillate at the resonant frequency of the inductive feedback coil.

Above its resonant frequency, a parallel resonant circuit behaves as a capacitance.  Therefore it has no supporting function for aiding or initiating oscillation.  That role is played by grid rectification, both to initiate oscillation, and to regulate or stabilize it.

Here is some supporting data.

www.radiomuseum.org/forum/anschwingsteilheit (German thread relating to gain in an oscillator)

From the vantage point of 92 MHz (where the circuit resonates), the oscillator frequency, which falls in the range of 98.2 to 110.7 MHz, could be viewed as pretty far away.  In that range, the 50 pF capacitor dominates.

That's just the introduction to this topic.

Greetings,

Hans M. Knoll

Thomas Albrecht
06.Mar.07
  5

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Dear colleagues,

First, if we analyze the circuit at 10.7 MHz, we can for the most part ignore certain components, like the lower parts of the inductors in the coupling circuit and the oscillator circuit.  I agree with Herr Knoll that Herr Barkawitz's understanding regarding negative feeback is incorrect.  To be precise, the voltage at C10 is 180 degrees out of phase with the anode signal, so it's actually positive feedback via C8 and the choke.  Here's a clue why:  If you analyze the behavior of the choke and C8 at 10.7 MHz, you can immediately see that the signal simply passes through as if it were a short circuit.  Therefore it appears to be a classic three-point oscillator circuit in which the circuit capacitance is comprised of C11, stray capacitance, and C10.

Originally, I didn't think the circuit could work this way, but we now know (after some separate discussions we had offline) that this is how it works.  Herr Knoll will explain this when he replies.  It's really fascinating!

The series circuit has not really been satisfactorily thought through yet.  It doesn't end at the choke -- C5 also needs attention.  If you assume not only C10, C8, and the choke, but also including C5, then the entire series circuit has a resonance of 19.5 MHz, and is therefore above the IF frequency and looks capacitive at that frequency.

Andreas

P.S. (3/4/07):  My earlier post wasn't easily understood and also had some mistakes.  So as not to perpetuate the error, I changed the text.  If anyone asks, I'll be happy to send them what I originally posted.

Thomas Albrecht
06.Mar.07
  6

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Herr Steinmetz, hello Forum...

The mixer:  The "how and why" of the bridge circuit

(new version 2/28/07)

A lot of behind-the-scenes discussions, calculations, and measurements have shown that the values of the components C10, C5, C8 and the 2 uH choke does not allow them work as a bridge in the manner I previously explained.  To clarify this, I'll take you through the development of the circuitry from a historical perspective.  This is how the circuitry was actually developed.  We'll borrow a concept from the previous generation 5040W to show the thought process and function of these circuits from the 1953/54 and 1954 model years.

Regarding the necessity of improving upon the small internal resistance of a triode functioning as a mixer, nothing has changed.  The technical function is simply being better presented.

The principle used in the 5040W:

Simplified diagram:

(Translation of caption:  Triode mixer stage with inductive feedback for IF damping)

Here is this part of the circuitry in the 5040W:

Full diagram:

On the IF transformer you see a small winding which is grounded on one side and connected to the mixer cathode of the ECC81.  From the cathode there is a 50 pF capacitor to ground.  The capacitor bypasses the RF current of the oscillator (98.2 - 110.7 MHz) to ground.

What is the purpose of that?

Triodes like the EC92 or the ECC81, when functioning as a normal amplifier (negative grid bias of 2 V and anode current of 10 mA), have an internal resistance of about 10 Kohm.  When functioning as a mixer with negative grid bias and low impedance on the grid, it's around 28 Kohm.  Because of the feeback from anode to grid due to interelectrode capacitance (Cg-a), this internal resistance falls to 8 Kohm if the grid is not "cold" at 10.7 MHz.  To guarantee that the oscillator functions, however, a larger value for C94 cannot be used (blocking).

There is, however, the possibility to increase the internal resistance by using positive feedback.  A coupling of the signal from the output to the cathode of the same stage.  The formula for the tube is: Ri = [ 1 / S*D ].  If we examine the effect of the quantity D, which, for a given delta in the anode voltage Ua tells us what the corresponding delta in the grid voltage Ug1 would be, this means that a reduction in the AC voltage on the grid causes, through D, an opposite polarity voltage (feedback) from the output to the cathode, and the internal resistance Ri of the triode increases.  In this way, the effect is increased -- the effect by which delta Ua causes a reduction of delta Ug1 - by applying a signal to the cathode with the correct phase.  This effect can be pushed to the point that the stage oscillates.  The way to see this is the following:  The voltage between cathode and ground also appears between grid and cathode, if the grid is grounded.  This is accomplished by C94 and the tap in the FM coil.  It is exactly the same case as for normal -Ug1, you can also measure the voltage between cathode and ground, and the g1 signal appears across the cathode resistor to ground.

On Question 2:

The cathode circuit was seen by both as something to aid or initiate oscillation.   

If it were negative current feedback (created by inductance), it could have this kind of function, but it is not likely that the oscillator won't oscillate at the resonant frequency of the inductive feedback coil.

 

Above its resonant frequency, a parallel resonant circuit behaves as a capacitance.  Therefore it has no supporting function for aiding or initiating oscillation.  That role is played by grid rectification, both to initiate oscillation, and to regulate or stabilize it.

Here is some supporting data.

Best regards, and have fun!

Hans M. Knoll

Attachments:

Thomas Albrecht
06.Mar.07
  7

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Conclusion to Questions 1 and 2

In the course of further development of the 5040W 3D, this method with the coil for feedback to the cathode could no longer be used.  The new circuit with the ECC85 was not developed just for the top-of-the-line models 5040 and 5050w 3D, but for the entire line for the year 1954.  Therefore they would have had to put a second IF circuit in the box for the mid-range models.  In addition, more attention had to be given to reduction of unwanted radiation in FS-Region III.  Therefore the inductive coupling of the IF and oscillator couldn't really be continued.  Every coupling coil with a small number of turns on each of the IF coils has an unwanted resonance, which could result in radiation of unwanted signals via the IF leads.

Here is a detail from the band filter version.  You can see that the coupling coil is not a reasonable choice for damping:

 

For reasons that don't apply to the 5040W 3D because it has only one IF coil per box, the signal for increasing the internal resistance of the tube (as explained above) was fed from the anode circuit (cold side of the coil) of the mixer via a low pass coupling to the control grid.

To accomplish this, a current was derived from the opposite phase voltage at C10 (1 nF) was fed through the series circuit of C8 (115 pF) and the choke (2 uH) and coupled into C5 (50 pF).  The resulting voltage on C5 was fed via the feedback coil (2 turns on the oscillator coil) directly to the grid of the mixer.  In order that the RF from the previous stage could reach the grid unpurturbed, the 2 uH choke was used, which prevented C8 and C10 from shorting the signal to ground.  The reduction of feedthrough (from anode to grid) was achieved as previously discussed.  Throughout the production run it became apparent that due to manufacturing variations among various lots of the ECC85, the damping deviated too much from its target value.

Reason:  The series circuit, which consisted of two capacitors and one inductor, always had problems, because of the reactance of the 2 uH choke and the 115 pF capacitor in the circuit (XL and Xc at 10.7 MHz are almost equally large and changing in opposite directions with respect to frequency).  There was a lot of fluctuation in the current in the feedback coupling because of tolerances.  The value of C8 was adjusted to 125 pF and later to 130 pF.  You can see that by looking at later models.

What is now missing is the IF damping function.

As is often pointed out, if one wants to make further improvements on a circuit, the weak points have to be eliminated.  A triode like the ECC85, functioning as a normal amplifier (grid bias = -2 V and anode current 10 mA), has a Ri of 6 Kohm.  Functioning as a mixer with a negatively biased grid, it has about 28 Kohm.  Because of the feedback from the anode to the grid, it gets reduced to 8 Kohm, if the grid is not "cold" at 10.7 MHz.  (See the IF-bridge attachment, where this is explained.)  It can be seen that an anode circuit with 30 Kohm impedance, but damped with 8 Kohm, only has an effective impedance of 6.3 kOhm and the amplification is therefore only 20% of what it would have been if a ECHxx or EFxx were used.  Triodes have low impedance output.

Now comes the circuitry trick.

If you reduce the bad effect of the feedback via the anode-grid capacitance Cg-a, then Ri stays at 28 Kohm.  It is even possible, and indeed common practice, that this 28 Kohm can be eliminated by the feedback coupling, which is indeed neutralization.  The whole thing then works like a ECHxx or EFxx, which are indeed high impedance at their output.

The new circuit in 1958

With further development of the mid-range FM Box, for example, in the 2099W through 5066W, as well as in the new 6099W (actually first used in the 90U in 1955), the circuit technology for Ri damping was converted from low impedance to high impedance.  You can recognize this by the following:  The 1 nF capacitor is changed to 91 pF, then 95 pF, and finally 100 pF.  The 115 pF capacitor now has only 15 pF.  The choke the reduces the loss of HF stays at the same value.  The resonance is now at 30 MHz, and the XL and Xc are far apart.

A description of this method as a bridge circuit (a bonus I'm giving you, since this hasn't been discussed yet), can be found here:

The new method for IF damping.pdf

On Question 2:

C9 and the 60 nH choke function here as a resonant circuit.  Having the anode current flow through it has a good effect.  What does the anode current do?  Herr Barkawitz's answer is very nearly correct.  The true reason in this set, however, is different.

Here we're optimizing the discussion.  The cathode circuit does that too.  The RF stage, which was discussed in detail in Part 1, feeds the tuning circuit comprised of:  C6, C11, and the inductor.  From the centertap of the inductor, C5 is connected through the feedback coil to the grid of the mixer.  To understand this better, here's a picture with the components we've been discussing, including the RF resonant circuit with output to the mixer stage.

The previous stage (the RF stage) can only have as much amplification as the quality of the circuit  allows.  Gain = S x Rz (transconductance of the tube x output resistor).  This output resistance is however reduced by the input resistance of the mixer stage.  In addition, the output is further divided between C5 and the input stage of the mixer.  This can be reduced if C5 is increased.  C5, however, is designed to work with R3.  This time constant is critical.  Otherwise there may be blocking (periodic interruptions of the oscillation).

Now what can we do?

Increase the input resistance.  That is done with a resistor that has no siginificant effect at either DC or at the oscillator frequency.  A resonant circuit which more or less covers the band 87.5 to 100 MHz.  It functions as negative current feedback and as a method to increase the input resistance.  Consider the case of a cathode follower, which does this by its very nature.

For a bonus, you find two exceprts from Technical books from Telefunken in Ulm.   One about the influence of anode-grid capacitance on the internal resistance of the mixer tube, and as "7" the function of the negative current feedback on the cathode of the mixer.

Attachments:

Thomas Albrecht
06.Mar.07
  8

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear friends of the forum,

First a big "thank you" to Hans for the detailed and instructive explanations.

To provide a better understanding of how the FM tuner circuitry was built, I have taken some pictures and labeled some of the components.

The FM tuner is definitely the most difficult part, where a lot of "know how" and empirical knowledge was needed to get the design ready for production.

Therefore here are a few more questions for Doctor "Hans", who rubbed shoulders with engineers on both the development and production side:

1.  How long did it take to replace the EC92 with the ECC85 for mass production?

2.  Was the tuner built as a separate unit and separately tested?

3.  How long did it really take in production to test a tuner?

4.  Were the trimmer capacitors and adjustable coil cores sufficient for adjustment, or was it sometimes necessary to adjust the coils by bending (i.e., compressing or spreading) the windings?

Here are pictures of the tuner.  For a larger view, simply click on the picture:


Enjoy!

Thomas G.

P.S.:  Thanks to Werner Hauf, who provided his 5040W/3D for taking these pictures.

Thomas Albrecht
06.Mar.07
  9

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Thomas, hello forum friends,

Question 1:

It only took one season -- the EC92 was used in 1953 and the ECC85 was used in 1954.  The 3045W from 1953 had the EC92; the 3045W/3D from 1954 already had the ECC85.  In addition there were in 1954 the high end 5040W/3D and the 5050W/3D.  The previous models in 1953 had EC92 and ECC81.  And on the low end a whole bunch of table radios and consoles.

Question 2:

Yes - on 100% of all FM Boxes, bandfilters, and coils were tested with an apparatus identical to the radio and compared by brute force.  Finding and repairing the problems in the finished radio (and there always were some) would have been much more complicated.  At the final test, everything went a lot faster, since the components had been previously tested to be good.

Question 3:

About 2 minutes max with wobbler and oscilloscope including the IF check.  With the EC92?  3 minutes?  With the EC92 everything was more complicated and more likely to need repair, because of the neutralization of the oscillator to the antenna.  Testing on account of the FTZ number:  100% of units were tested twice with less than 1 mV across the 300 ohm antenna terminals.  With the ECC85 (with RF stage), this was only done in the final acceptance test.

Question 4:

Nothing could be adjusted by bending.  The windings were stuck to the coil form with solvent.  In addition, the FM coils were deep inside the FM box, locked behind 4 screws for a good seal.

Information:

The soldering was done with "Phantom Plugs" from Telefunken (we've talked about those here before); later with Grundig-made ones.  That way the contact springs stayed centered, and damage to the tube pins due to the stiff wiring of the circuit was avoided.  That was anticipated by the tube manufacturers.  I'll show them here in case I don't find the previous thread where they were shown.

Here's a thread on this subject:

mir_unbekannte_telefunken_bauteile_spezial_roehren

HMK

Thomas Albrecht
06.Mar.07
  10

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear friends of the forum,

After some lengthly discussions behind the scenes, all questions regarding the FM tuner have been explained! 

The corresponding posts have been updated!

Therefore, read everything above from top to bottom!  

[A number of changes and corrections were made in the German thread, but none of it was translated until the final version -  Tom A.]

A big "thank you" to Hans Knoll for his untiring effort and naturally also to Andreas Steinmetz for his valuable contributions to correcting the first comments.

Soon we'll continue, but let's give Thomas Albrecht a chance to follow up.  [Thanks!  This one was a lot of work!]

Thomas G.

Thomas Albrecht
06.Mar.07
  11

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Thomas, hello Herr Steinmetz,

Just about everything is correct.  Some links and pictures still need to be tested for functionality.

To Thomas G.:  No one has noticed that the voltges and currents on the ECC85 are swapped.  The high current goes with the RF stage, etc.

Regards,  Hans M. Knoll

Appendix:  Hello Herr Barkawitz, I'm glad if this has helped you.  Indeed you were not entirely uninvolved.  As one can see, it was not so simple, to get it right on the first try.

 

Thomas Albrecht
06.Mar.07
  12

(Translation of text originally by Dieter Barkawitz)

Quote from Herr Günzel:

"After some boring discussions behind the scenes, all questions relating to the FM tuner have been explained!"

... and the reader has gotten smarter!

I read the contributions from Herr Steinmetz and especially from Herr Knoll with great interest and learned a lot about the vacuum tube technology from those times and the circuitry solutions that were used.  It's great that we've still got access to such knowledge!

With great anticipation I await the next chapter in this very interesting series!

Regards,  Dieter

Ernst Erb
30.Dec.07
  13 This thread is the first continuation of at least 5 threads about the topic of "Circuitry Analysis of a modern Radio" on the example of a Grundig 5040W/3D. If there is a note where to follow then I missed it and therefore I try to give youthe URL to the following article. If the next ones miss a link for continuation I will put it in there too.
 
Hits: 8049     Replies: 12
Schaltungsanalyse 5040W/3D 2. Teil
Thomas Günzel
17.Feb.07
  1 Hier geht es zum Teil 1

Der UKW-Oszillator und die Mischung

Hier geht's nun weiter mit dem Oszillator und der Mischstufe.


Dazu stelle ich zwei Fragen:

1. Welche Aufgabe hat die RC-Kombination C8-R3 zusammen mit einer Drossel von ca. 2µH?

2. Warum liegt in der Kathodenleitung der ECC85 ein Schwingkreis aus L  und C9?






































Den Teil 1 unserer Schaltungsanalyse finden Sie hier:

Schaltungsanalyse eines Röhren-Großsupers

Weiterhin viel Spaß an diesem wohl etwas länger dauerndem Projekt

Euer

Thomas
Karl-Heinz Bradtmöller
17.Feb.07
  2

Hallo,

die Drossel- Kondensatorkombination L- C9 dient als "Anschwinghilfe" .

(Wird die Drossel höher dimensioniert, erinnerte dies an die "Pendler"-Technologie).

Würde nur ein Widerstand zur leicht negativen Gittervorspannungserzeugung verwendet, erhöhte dies das Rauschen und die wilde Schwingneigung, bedingt durch den zwangsläufig größeren Schaltungsaufbau. Um überhaupt in höheren Frequenzbereichen eine Schwingneigung zu erzielen, muß mit "Hochstromtechnik" gearbeitet werden. Daher ist der Anodenstrom auch abweichend zu "normalen" (NF-)Triodenanwendungsschaltungen relativ hoch.

Zu Beginn, nach Anlegen der Betriebsspannung ist der Anodenstrom größer, so daß der Oszillator sicher in die Schwingbedingung hereingeführt wird. Setzt die Schwingung ein, wird der induktive Anteil der Drossel wirksam und stabilisiert die Sinusform im gewünschten Frequenzbereich.

Beste Grüße,

Ihr K.-H. B.

Nachtrag zu Frage 1:

Ist der Wert 1 Nanofarad für C 10 nicht zu hoch? In ähnlichen Schaltungen anderer Geräte ist hier eine weitere induktive Ankopplungsspule des 1. 10,7 MHz ZF-Filters in "Gegenphase", die   mit höchstens 180 pF gegen Masse "abgeblockt"  wird, angegeben. Also da hätten wir es wieder mit einer "Neutralisation" der 10,7 MHz Zwischenfrequenz zu tun, was ich aber nicht beschwören möchte. Der Oszillator soll ja nicht auf 10,7 MHz schwingen, das muß irgendwie verhindert werden.

Thomas Günzel
18.Feb.07
  3 Herr Dieter Barkawitz hat mir folgende  Mail zukommen lassen:


Sehr geehrter Herr Günzel,
 
ich finde ihren Thread zur Schaltungsanalyse des 5040W sehr interessant.
Leider habe ich noch keine Schreibrechte für dieses Forum. Vielleicht können Sie an meiner Stelle die Antworten posten.
 
Zur Frage 1:
Die Drossel Dr. und der Kondensator C8 bilden einen Reihenschwingkreis, der mit den angegebenen Werten bei 10,5 MHz in Resonanz ist. Aufgrund der Güte dieses Kreises und den zwangsläufigen Bauteiltoleranzen ist dieser Kreis als 10,7MHz Saugkreis anzusehen, der gleichzeitig zwei Aufgaben erfüllt:
 
- Er bildet einen Saugkreis für 10,7MHz Störfrequenzen, die über die Antenne und Vorstufe in den ZF-Teil gelangen können.
 
- Die kalte Seite des Anodenkreises ist lediglich über einen1nF Kondensator mit einem XL von ca. 15 Ohm gegen Masse geblockt. An diesem Kondensator liegt somit eine gegenüber der Anode um 180° verschobene Restspannung. Diese Restspannung wird über den Saugkreis gebildet durch die Drossel Dr. und den Kondensator C8 dem Gitter zugeführt und bewirkt eine Gegenkopplung für 10,7MHz. Auf diese Weise wird eine Selbsterregung auf 10,7MHz verhindert.
 
Der Widerstand R3 dient lediglich als Gitterableitwiderstand und legt das Gitter statisch auf Null Volt.
 
Zur Frage 2:
Der Parallelschwingkreis gebildet aus L und C9 ist bei ca. 92MHz in Resonanz. Seine Resonanzfrequenz liegt somit ungefähr in der Mitte des genutzten Rundfunkbandes. Bei Resonanz bewirkt dieser Schwingkreis eine sehr starke Gegenkopplung für ein falsches Anschwingen auf der Frequenz des Anodenschwingkreises der Vorstufe, der immerhin über satte 50pF angekoppelt ist. Mit anderen Worten, am Gitter der selbstschwingenden Mischstufe liegen zwei frequenznahe Schwingkreise quasi parallel, einer auf Empfangsfrequenz also 87 bis 104MHz und eine zweiter 97 bis 114,7MHz. Damit der Oszillator mit der richtigen Frequenz und nicht mit der Empfangsfrequenz anschwingt ist dieser Kathodenschwingkreis notwendig.


Herzlichen Dank dafür
Thomas Günzel
Hans M. Knoll
18.Feb.07
  4

Hallo Forumsfreunde.

Um die Spannung nicht kuenstlich zu erhoehen eine Zwischenbilanz.

Die beiden Antworten sind was die Rueckfuehrung aus dem Anodenkreis 10,7 Mhz des Mixers in der elektrischen Funktion als Schaltung recht gut oder auch bedingt richtig beschrieben.

Der Zweck dieser Schaltung als Hauptfunktion ist aber noch offen.

Es sei aber nicht verschwiegen, das was H. Barkawitz  als Ergebniss oder Wirkung der Schaltung annimmt, leider rein phasenmaessig nicht richtig ist. Es ist eine Rueckkopplung und keine Gegenkopplung.

Der Kreis in der Katode wird von beiden als Schwing- oder Anschwinghilfe gesehen Diese Wirkung tritt bedingt schon auch auf.

Als Stromgegenkopplung bei Fe koennte er schon eine dieser Wirkungungen  haben, es ist aber unwahrscheinlich, dass der Osz. nicht mit der Frequenz schwingt auf der der Kreis steht der die induktive Rueckkopplungsspule beinhaltet. 

Aber ein Parallelkreis wirkt oberhalb seiner Fres. kapazitiv. Er hat also keine unterstuetzende Funktion was das Anschwingen oder Schwingen schlechhin angeht. Das uebernimmt die Audionfunktion mit der Gittergleichrichtung, sowohl als Starthilfe als auch als Regelung oder Stabilisierung.

Hier habe ich dazu eine Datei geladen.

www.radiomuseum.org/forum/anschwingsteilheit

Von  92 Mhz ( wo der Kreis liegt) aus gesehen,  liegt Fosz. bei zwischen 98,2  und 110,7 Mhz was eindeutig weit weg genannt werden darf. Dort wirkts also vorwiegend das C von 50pF

Das einmal als Vorinformation. Gruss Hans M. Knoll

Andreas Steinmetz
21.Feb.07
  5

Liebe Kollegen,

zunächst kann man bei Betrachtung der Schaltung für 10,7 MHz sicherlich einige Bauelemente ohne größeren Fehler vernachlässigen, z.B. die unteren Teile der Schwingkreisinduktivitäten des Zwischenkreises und des Oszillatorkreises. Ich bin wie Herr Knoll der Meinung, daß im Beitrag von Herrn Barkawitz fälschlicherweise von einer Gegenkopplung die Rede ist. Tatsächlich liegt an C10 eine um 180 Grad gegenüber der Anode gedrehte Spannung an, so daß es sich um eine Rückkopplung über C8 und Dr handelt. Der Clou: Betrachtet man bei 10,7 MHz nur die Bauteile Dr und C8, dann findet man schnell heraus, dass sie sich bei 10,7 MHz genau aufheben, in erster Näherung also durch einen Kurzschluss ersetzt werden dürfen. Es liegt also eine klassischen Dreipunkt-Oszillatorschaltung mit kapazitiver Spannungsteilung vor, wobei sich die Kreiskapazität aus C11 plus Streukapazitäten und aus C10 zusammensetzt.
Ursprünglich hatte ich an dieser Stelle angenommen, die Schaltung könne so nicht funktionieren, aber wie wir heute (am 04.03.07) wissen, funktioniert sie doch genau so. Es kommt aufgrund bewusst schwacher Rückkopplung nur nicht zur Oszillation. Erst nach vielen Untersuchungen im Hintergrund verstehen wir die Schaltung jetzt richtig. Herr Knoll wird in seinem(n) folgenden Post(s) dazu sehr interessante Erklärungen vermitteln. Eine wirklich spannende Sache!

Der Reihenkreis ist bisher nicht richtig zuende gedacht worden. Er endet nicht hinter der Drossel, sondern C5 ist auch noch zu berücksichtigen. Nimmt man also nicht nur C10, C8 und Dr, sondern auch noch C5 mit auf, dann hat der dann betrachtete Serienkreis eine Resonanzfrequenz von 19,5 MHz, ist also oberhalb der ZF abgestimmt und wirkt für diese daher kapazitiv.

Andreas

P.S. 04.03.07: Der ursprüngliche Post enthielt schwer verständliche Formulierungen und auch Fehler. Um nicht noch mehr Verwirrung zu stiften, habe ich den Text verändert. Auf Anfrage sende ich das Original natürlich gerne zu.

Hans M. Knoll
21.Feb.07
  6

Hallo Herr Steinmetz, hallo Forum..

Soweit daneben liegen ja alle Antworten nicht, es soll aber hier etwas an altem Wissen eingebracht und gespeichert werden. Da muss ich schon genau hinsehen. Kann aber versichern, dass ich auch nacharbeiten muss um hier das Richtige zubringen.     

Die Schaltung des Mixers:   Brueckenschaltung wie, wozu? 

NEUER TEXT ab 28.02.2007
Umfangreiche Diskussionen, Berechnungen und Messungen hinter den Kulissen haben ergeben, dass die Dimensionierung der Schaltelemente C10, C5, C8 und der Drossel= 2uH eine Einordnung als eine Brueckenschaltung, wie sie von mir beschrieben oder angegeben war, nicht zulaesst. Um das verstaendlich zu halten, gehe ich in der Schaltungstechnik eine Saison zurueck. Der Entwickler ist ja auch so vorgegangen. Es wird deshalb eine Anleihe beim Vorgaenger 5040W gemacht werden, um die Verfahrensweise und Wirkung dieser Schaltungen vom damaligen Entwicklers aus dem Jahr 1953/54 und 1954 aufzuzeigen. 
 
An der Absicht und Notwendigkeit niedrigen Innenwiderstand einer Triode als Mischer zu verbessern, aendert sich dadurch nichts. Es wird lediglich die technische Funktion neu bzw. richtig dargestellt.
 
Das Prinzip im 5040W:
Bild klein
 
 
 
 
 
Hier dieser Schaltungsteil 5040W
 Bild gross
 
 
 
Text:
An der Spule „ZF-Kreis“ sieht man eine kleine Wicklung die auf der einen Seite an Masse liegt mit der anderen an der Katode der ECC81 des Mischers. Von der Katode geht ein 50 pF gegen Masse. Der leitet den HF- Strom des Oszillators ( 98,2 bis 110,7 Mhz) an der Spule vorbei.
 
Wozu dient das?
Trioden wie die EC92 oder die ECC81 haben als normaler Verstaerker (– Ug1 = 2 V und Ia = 10mA) einen Ri = von ca. 10 Kohm.
Als Mischstufe mit negativ vorgespanntem g1 und kleiner Impedanz am g1, hat sie ca. 28 Kohm.
Wegen der Rueckwirkung von Anode auf das g1 (Cg-a) sinkt der aber auf 8 Kohm ab, wenn das g1 fuer 10,7 Mhz nicht „kalt“ ist.
Die Funktionssicherheit des Oszillators laesst aber ein groesseres C94 nicht zu. (Blocking)   
 
Es gibt jedoch die Moeglichkeit den Innenwiderstand mit einer Mitkopplung (Rueckkopplung) anzuheben. Eine Einkopplung vom Ausgang in die Katode der gleichen Stufe.
Die Roehrenformel sagt ja: Ri=[ 1/ S*D]
Wenn wir die Wirkung des Durchgriffs „D“ der bei delta Ua einem delta Ug1 entspricht, in der Art umgeht, dass man der Minderung der Gitterwechselspannung verursacht durch „D“, eine gegensinnige Spannung (Rueckkopplung) vom Ausgang in die Katode einkoppelt steigt der Ri der Triode an.
Somit wird das was delta  Ua an Minderung von delta  Ug1 bewirkt,
durch das Ansteuern der Katode mit einer Spannung in richtiger Phase aufgehoben.
Das kann man soweit treiben, dass die Stufe oszilliert (schwingt)
Man muss das so sehen, dass die Spannung Katode- Masse genau besehen zwischen G1 und Katode liegt, wenn dabei das G1 an Masse liegt. Das uebernimmt hier das C 94 und der Anzapf der UKW- Spule.
 Es ist der genau gleiche Vorgang wie beim normalen –Ug1, da kann man auch die Spannung von Katode gegen Masse messen, und das G1 liegt ueber den Ableitwiderstand gegen Masse.
 
zu Frage 2:
Der Kreis in der Katode wird von beiden als Schwing- oder Anschwinghilfe gesehen Diese Wirkung tritt bedingt schon auch auf.
Als Stromgegenkopplung bei Fe koennte er schon eine dieser Wirkungen  haben, es ist aber unwahrscheinlich, dass der Osz. nicht mit der Frequenz schwingt auf der dieser Kreis steht der die induktive Rueckkopplungsspule beinhaltet. 
Aber ein Parallelkreis wirkt oberhalb seiner Fres. kapazitiv. Er hat also keine unterstuetzende Funktion was das Anschwingen oder Schwingen schlechthin angeht. Das uebernimmt die Audionfunktion mit der Gittergleichrichtung, sowohl als Starthilfe als auch als Regelung oder Stabilisierung. Hier habe ich dazu eine Datei geladen.

Gruss und viel Spass! Hans M. Knoll

 

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Hans M. Knoll
23.Feb.07
  7

Abschluss der Frage 1 und 2

 

Der 5040W 3D
Im Zuge der Weiterentwicklung zum 5040W 3D konnte diese Technik mit der Spule als Rueckfuehrung in die Katode nicht beibehalten werden.
Die neue Schaltung mit der ECC85 wurde nicht nur fuer die Spitzengeraete 5040 und 5050w 3D entwickelt, sondern fuer das gesamte Programm des Jahres 1954, so musste fuer die Geraete der Mittelklasse ein zweiter ZF- Kreis in der BOX untergebracht werden. Ausserdem musste staerker auf die reduzierte Stoerstrahlung im FS-Bereich III eingegangen werden. Die induktive Kopplung von ZF und Oszillator konnte deshalb nicht aufrecht erhalten werden. Je eine Koppelwicklungen auf jeder ZF- Spule mit kleiner Windungszahl, haben leider auch stoerende Resonanzen, durch die Stoerspannungen ueber die ZF- Leitung nach aussen gelangen. ( was sogar trotzdem noch Problem machte)
 
Hier ein Auszug aus der Bandfilter-Version, man kann sehen, die Koppelspule zur Entdaempfung ist nicht sinnvoll:
Aus Gruenden, die beim 5040W 3D jedoch nicht greifen, weil der nur eine ZF- Spule in der Box hat, wurde die Spannung die den Innenwiderstand   wie vorher gezeigt anheben soll, jetzt auch wieder aus dem Anodenkreis des Mischers in Form einer Fusspunktkopplung (Tiefpasscharakter) entnommen und wird jetzt auch wieder dem Steuergitter zugefuehrt.
 
Dazu wird am C10= 1nF eine gegenphasige Spannung abgegriffen und mit der Serienschaltung von C8= 115pF und der Drossel 2 mH ein Strom in das C5 50pF eingekoppelt. Der Spannungsabfall am C5, wird ueber die Rueckkopplungswicklung, 2 Wdg. auf der Oszillatorspule, direkt dem G1 der Mischtriode zugefuehrt. Damit gleichzeitig die von der Vorstufe kommende Hf unbeeinflusst an dieses Gitter gelangen kann, dient die Drossel 2uH, mit der wird das kurzschliessen via C8 und C10 verhindert. Die Reduzierung des Durchgriffs (von Anode auf G1) wird wie vorher erreicht.
Im Laufe der Serien zeigte sich, dass mit den Serienlieferungen der Röhre ECC85, eine zu grosse Abweichung der Entdaempfung vom Sollwert eintrat.

 Grund:  Die  Reihenschaltung, bestehend aus zwei Kondensatoren und einer Induktivitaet , machte aber immer wieder Probleme, wegen der Blindwiderstaende der Drossel 2 mH und des 115pF, (XL und XC sind bei 10,7 Mhz fast gleich gross und gegenlaeufig)  in der Schaltung. Der  Strom in der Rueckkopplung ist grossen Schwankungen durch Toleranzen unterworfen. Das C8 wurde nach und nach von 115pF  ueber 125pF  nach 130pF geaendert. In den nachfolgenden Geraeten kann man das beobachten.
Was jetzt noch fehlt ist der Sinn oder die Wirkung der ZF-Entdaempfung.
Will man, wie schon oft erwähnt, eine Schaltung weiterentwickeln, oder verbessern, muss man Schwachstellen beseitigen.
Eine Triode wie die ECC85 hat als normaler Verstaerker (– Ug1 = 2 V und Ia = 10mA) einen Ri = von 6 Kohm.
Als Mischstufe mit negativ vorgespanntem g1 hat sie ca. 28 Kohm. Wegen der Rueckwirkung von Anode auf das g1 sinkt der aber auf 8 Kohm ab, wenn das g1 fuer 10,7 Mhz nicht „kalt“ ist
siehe Anlage ZF-Brücke, dort wird gezeigt warum das passiert.
Es ist einzusehen dass ein Anodenkreis egal wie gut der ist, 30 Kohm sind da leicht moeglich, mit 8 Kohm gedaempft, nur noch 6,3 Kohm hat und die Verstaerkung daher nur noch 20 % von dem Wert beträgt, als wenn die Röhre eine ECH xx oder EF xx .waere. Trioden sind eben niederohmig am Ausgang. 
 
Jetzt kommt der Schaltungskniff.
Reduziert man den stoerenden Einfluss des Durchgriffs ueber das C g-a, bleibt der Ri bei 28 Kohm stehen. Es ist sogar moeglich und stets die Praxis, auch diese 28 Kohm werden mit dieser Rueckkopplung, welche die Neutralisation ja ist, zum Verschwinden gebracht. Das Ganze wirkt dann wie eine ECH xx oder EF xx , die ja am Ausgang hochohmig sind .
 
Ausblick:
Die neue Schaltung im Jahr 1958
 Mit einer Weiterentwicklung der Mittelklassen -UKW- Box z.B. im 2099W
bis 5066W sowie dem neuen 6099W, ( im 90U erstmalig schon 1955) wurde die Schaltungstechnik der Ri- Entdaempfung von niederohmig auf hochohmig umgestellt. Erkenntlich daran, der 1 nF ist geaendert auf: 91pF ueber 95pF und dann 100pF. Der 115pF hat jetzt nur noch 15pF. Die Drossel die den Abfluss der HF verhindert liegt weiterhin an der gleichen Stelle.   Die Resonanz liegt jetzt bei 30 Mhz, und das XL und XC weit auseinander.
Eine Beschreibung dieser Technik  als Brueckenschaltung, eine Zugabe von mir, weil das Thema vorher doch verfehlt wurde,  findet man hier:
Die neue Technik der ZF- Entdaempfung.pdf

 

 

Zur Frage 2:

 

Das C9 und die Drossel 60nH sind hier als Schwingkreis wirksam. Dass der Anodenstrom darueber fliest ist ein angenehmer Effekt.

Was macht oder soll der nun tun. Herr Barkawitz ist das schon sehr nahe an der Loesung. Der wahre Grund in diesem Geraet ist aber ein anderer.

 

Es ist hier ja dauernd von optimieren die Rede.  Der Kreis in der Katode macht das auch.  Die HF- Vorstufe, deren Optimierungen im Teil 1 ausgiebig erläutert wurden,  arbeitet auf den Abstimm -Kreis bestehend aus:  C6, und C11, sowie der Kreisspule

Von deren Anzapf geht das C 5 über die Rückkopplungsspule zum g1 der Mischstufe.

Zum besseren Verstehen, hier nochmals das Bild mit den bisher diskutierten Bauteilen incl. Schwingkreis HF mit dem Abgriff zur Mischstufe.

 

 

 

 

 Die Vorstufe kann aber nur soviel Verstaerkung machen als es die Kreisgüte. ( R-Resonanz)  ermöglicht.  Gain = S x Ra ( Steilheit der Röhre x Aussenwiderstand)  Dieser Aussenwiderstand wird aber durch den Eingangswiderstand der Mischstufe reduziert. Ausserdem wirkt eine Teilung mit dem C5 und dem Eingangswiderstand der Mischstufe.  Das koennte man reduzieren indem man C 5 vergroessert. Das C 5 ist aber gleichzeitig die Audionkombination mit R3.  Diese Zeitkonstante ist aber auch kritisch. Es kommt sonst zum Blocking ( periodisches Unterbrechen der Schwingungen)   Das ist der Effekt der bei Pendlern gezielt benutzt wird.

 

Was bleibt uns noch?

Den Eingangswiderstand fuer die Fe anheben.

Das macht ein Widerstand der weder eine wesentliche Wirkung auf den Gleichstrom noch auf den Oszillator hat. Eben ein Schwingkreis der mehr oder weniger gut den Bereich von Fe = 87,5 bis 100 Mhz abdeckt.  Er wirkt als Stromgegenkopplung und die bekanntlich  als Erhöhung des R in.  Siehe Katodenfolger  der macht das in Reinkultur.

 

Als Anlagen finden Sie zwei Texte aus Fachbuechern von Telefunken Ulm

.

Einmal der Einfluss des Durchgriff’s auf den Innenwiderstand der Mischröhre und als „7“ Die Wirkung der Stromgegenkopplung in der Katode des Mischers.

 

Attachments

Thomas Günzel
25.Feb.07
  8 Liebe Freunde des Forums,

zunächst mal ein großes Dankeschön an Hans für die ausführlichen und lehrreichen Erläuterungen

Um ein besseres Verständnis des Schaltungsaufbaus des UKW-Tuners zubekommen, habe ich ein paar Bilder gemacht und die Bauteile eingezeichnet.

Der UKW-Tuner ist wohl der diffizilste Teil, wo auch viel "Know-How" und empirische-Erfahrung einfließen musste, um ihn serienreif zu machen.

Deshalb hier auch noch ein paar Fragen an den Praktiker "Hans", der damals hautnah mit an der Entwicklungs- und Produktionsfront stand:

  1. Wie lange hat es gedauert um von der EC92 auf serienreife Produktion mit ECC85 umzustellen
  2. Wurde dieser Tuner als Einzeleinheit gebaut und vorabgeglichen?
  3. Wie lange hat es in der realen Produktion gedauert so einen Tuner abzugleichen?
  4. Waren die C-Trimmer und Spulenkerne genug, oder mußte manchmal noch an den Windungen gebogen werden?

Hier die Bilder zum Tuner, für eine Darstellung in größerer Auflösung einfach auf das Bild klicken:



Weiterhin viel Spaß

Thomas


P.S.: Dank an Werner Hauf, der mir seinen 5040W/3D zur Verfügung stellte um diese Bilder machen zu können!
Hans M. Knoll
25.Feb.07
  9

 Hallo Thomas, hallo Forumsfreunde .

 

Frage 1

Nur eine Saison, d.h. 1953 die EC92 und 1954 die ECC85.   Der 3045 W von 1953 hat die EC92, der 3045W 3/D von 1954 schon die ECC85. Dazu gab es 1954 dann „oben“ den 5040W 3/D  und den 5050 W 3/d

Die Vorgaenger von 1953 hatten ja EC92 und ECC81.  Und „unten“  eine ganze Menge von Tischgeraeten und  MS –Moebel

 

Frage 2

Ja zu 100% Alle UKW-Boxen, Bandfilter und Spulensaetze wurden zu 100% mit den gleichen Messmitteln wie das Radio vorgeprueft und zwangsweise abgeglichen. Die Fehler, die es immer gab, im Radio suchen und reparieren waere ja viel aufwaendiger gewesen. Beim Endabgleich ging dann alles viel schneller weil die Elemente schon fast richtig standen.

 

Frage 3

Ca. 2 Minuten Max. mit Wobbler und Sichtgeraet zusammen mit dem ZF –Abgleich

Mit der EC92 ? 3 Minuten ? 

Mit der EC92 war alles wegen der Neutralisation des Oszillators zur Antenne hin aufwaendiger und reperaturanfaelliger.

Pruefen wegen der FTZ- Nummer :zweimal zu 100% wurde auf Klemmenspannung kleiner 1mV an 300 Ohm gemessen.   Bei der ECC85 (mit Vorstufe) nur in der Endabnahmekabine.

 

Frage 4

Nichts mit biegen, die Windungen sind mit Loesungsmittel mit dem Spulenkörper verklebt.

Auserdem sind die UKW- Spulen tief in der UKW-Box versenkt und die,  wegen der Dichtheit mit 4 Schrauben verschlossen.

 

Hinweis:

Das Loeten wurde mit Phantom – Steckern von Telefunken ausgefuehrt ( die hatten wir hier schon mal besprochen) spaeter mit von  GRUNDIG gemachten.  Damit die Kontaktfedern ( Schabefedern) mittig stehen und wegen der meist starren Verdrahtung der Schaltung,  den Pressfuss der Roehre zerstoert haetten.

Das war aber von den Rö- Herstellern vorgegeben. Ich werde hier welche zeigen wenn ich den Thread hier im Museum nicht finde.

####

 

Hier ein Thread mit diesem Thema:

mir_unbekannte_telefunken_bauteile_spezial_roehren

####

 

 

HMK

 

Wenn erwuenscht, kann ich da Fotos suchen und zeigen. Nur als Platzfueller nicht.

Thomas Günzel
04.Mar.07
  10 Liebe Freunde des Forums,

nach einigen langwierigen Diskussionen im Hintergrund, sind nun wohl alle Fragen bezüglich des UKW-Tuners geklärt!

Die entsprechenden Posts sind aktualisiert!

Also alles nochmal von oben bis unten durchlesen!

Ein dickes Dankeschön an Hans Knoll für seine unermüdliche Arbeit und natürlich auch an Andreas Steinmetz für seine wertvollen Beiträge zur Richtigstellung erster Äusserungen!

Bald geht's weiter, but let's give Thomas Albrecht a chance to follow up.

Thomas
Hans M. Knoll
04.Mar.07
  11

Hallo Thomas, hallo Herr Steinmetz.

Fast alles ist jetzt in Ordnung. Einige Links und Bilder muessen noch getestet werden ob funktionsfaehig.

An Thomas: keiner hat's gemerkt. In Deiner Schaltung  sind die Spannungen und Stroeme der ECC85 vertauscht. Der hohe Strom = Vorstufe usw.

Gruss Hans M. Knoll

 Nachtrag: Hallo Herr Barkawitz, schoen wenn es Ihnen was bringt. Auch Sie waren ja nicht gaenzlich unbeteiligt. Wie man aber sehen konnte, war es nicht ganz einfach, auch als Zeitgenosse, das auf Anhieb hinzubringen.

Na gut, machen wird's freuen!  ;-)

Hans M. Knoll 

 

Dieter Barkawitz
05.Mar.07
  12

Zitat von Herrn Günzel:
nach einigen langwierigen Diskussionen im Hintergrund, sind nun wohl alle Fragen bezüglich des UKW-Tuners geklärt!


...und die Leser um einiges schlauer geworden!

Ich habe die Beiträge von Herrn Steinmetz und ganz besonders die von Herrn Knoll mit großem Interesse gelesen und bezüglich der damaligen Röhrentechnik mit ihren intelligenten Schaltungslösungen richtig dazugelernt. Schön, dass es so etwas noch gibt!

Ich warte schon mit Spannung auf die nächste Folge dieser hochinteressanten Reihe!

Gruß  Dieter
Ernst Erb
07.Feb.10
  13

Ich gebe hier lediglich den Anschluss:

Der Teil 3 ist hier - er befasst sich mit dem FM-ZF-Verstärker, wie auch Teil 4 als Fortsetzung.
Leider ist die Fortführung bei Teil 5 (noch) nicht erfolgt. Doch ist FM mit Teil 4 abgeschlossen, AM wäre das nächste Thema.

 
Hits: 17741     Replies: 41
grundig: Circuitry Analysis
Thomas Albrecht
09.Feb.07
  1
This thread is a translation of a German language thread that will likely be of broad interest to our English-speaking community.
 
 
(Translation of text originally by Thomas Günzel)
  
Dear Radiomuseum friends,
 
In this thread we will attempt to examine and explain the circuitry of a “Großsuper” from the 1950’s, using the schematic diagram of a Grundig 5040W/3D as an example.
 
This should not turn into an academic discussion with a jumble of mathematical formulas. Instead, we will seek to explain in an understandable manner the function of various features of the circuitry, from complete circuit blocks down to individual components.
 
To accomplish this, we have succeeded in persuading none other than Herr Hans Martin Knoll to serve as our tutor. With his specialized knowledge and experience in product development, he is certainly our first choice in this role.
 
We will also be supported by Mr. Thomas Albrecht, who will take care of providing technically accurate translations of the texts contributed here, so that English-speaking members can participate in this thread. 
 
[Note regarding the translation: If any of you see any problems with the translation, please send me, Thomas Albrecht, an email and I will gladly edit these translations to fix anything that can be improved.]
 
Translators who can provide parallel translations for other languages would also be welcome.
 
First of all, we will begin with the FM tuner and work our way through the IF-stage, including the “Magic Eye,” up to the input of the audio stage.
 
Next, we will handle the AM section and proceed through to the loudspeaker.
 
To provide for a common focal point for the discussion, I have revised the schematic diagram of the 5040W/3D and provided it in a convenient format (100 kB).
 
This format makes it easy to cut and paste details from the schematic into discussions as the basis for questions and answers. See the first example in the next post.
 
The schematic diagram can be downloaded here:
 
 
To prevent this thread from ending in chaos, there are two simple rules to follow:
 

1.  Anyone may ask questions, and we encourage you to do so.

2.  Answers should only be given by those who are certain of their answers; please avoid conjectures.

 
We do not want endless discussion about “what if?” or “but…” or “perhaps…”
 
In addition, questions should only be asked about the circuit block currently under discussion.
 
As an introduction, I would also like to refer to the outstanding excerpt Kleine_Schaltungslehre (“Brief Circuitry Lesson”) from from Herr Erb’s book “Radios von Gestern” (“Radios from Yesterday”), which provides many insights into the circuitry of the times.
 
I hope we have lively participation and and that everyone enjoys what we have planned here.
 
Thomas Günzel
Thomas Albrecht
09.Feb.07
  2

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

To get started, here are my first two questions regarding the FM tuner:

1.  What is the tuning stub at the input of the FM tuner for?

2.  What is the purpose of the resonant circuit with C14 on the grid of the first triode section of the ECC85?

Thomas Albrecht
09.Feb.07
  3

(Translation of text originally by Götz Linss)

Here's my attempt to answer the first question:

In my 4040W/3D there is a simple wire dipole built into the cabinet as an FM antenna.  As a dipole, it has a theoretical center-fed impedance of 75 ohms.  In addition, for the wavelength of the FM band, the dipole is too short.  The tuning stub (or "matching stub") is necessary to match the antenna to the 300 ohm twin lead that goes to the tuner input.

Götz Linß

Thomas Albrecht
09.Feb.07
  4

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Herr Linss,

That's almost entirely correct.  What's missing is the answer of what a tuning stub is and why they were only used for a time?  What replaced them?

In addition, how did the impedance transformation from 75 to 300 ohms work?

Once we get started, we'll see what comes next.

Later, I'll provide my explanation.  This shouldn't be a monolog.

HMK

Thomas Albrecht
09.Feb.07
  5

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Hello Hans,

What impedance does this ominous tuning stub have?  The tuning stub is shorted.  How long is it?

Thomas

P.S.:  Can another member who has this radio take a picture of this tuning stub?

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  6

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Thomas,

Parallel wire conductors are used for impedance transformation or as a reactance.

In many configurations, the dipole is connected to one end of the tuning stub, and the lead in is connected somewhere along the line.  Then it functions as an impedance transformer.

If the end of the stub is either open or shorted, then the impedance at various points along the line is different (depending on frequency).

In the previous case and for the dipole antenna use here, this line is shorted at the end and shorter than a quarter wavelength (about 100 mm long).  It therefore functions as an inductance, with very low loss.  Thick, sliver plated wire is used.

HMK

In the attached picture, the voltage (solid line) and the current (dotted line) are shown over the length of the line.

At the terminals, the impedance is the ratio of the two.

Matching stubs and parallel transmission lines (another thread in German on this subject)

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  7

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Hello Hans,

Thanks for the competent answer!

Tuning stubs are normally very narrow band -- naturally it depends on the losses.

Does this tuning stub cover the whole FM band uniformly?

Thomas

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  8

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Since it serves as an inductance, it goes linear with omega (frequency) up to a quarter wavelength (mistake corrected).

It's just part of the antenna.  It is only broad band up to a point.  To cover a bigger frequency range, the length of the stub would have to be adjusted.

During development, a tuning stub with some excess length was used, and a sliding short-circuit contact was used to determine the correct length.

The bandwidth depends mainly on the antenna.  At various times, wide aluminum foil strips were used for the antenna.

Later I'll show an antenna here.  Here is the principle: 

Section "a" is the tuning stub in our case.  The diagram doesn't exactly match our case, however.  Section "b" is the whole length of the stub in the radio.  In the 1960's, there were lengths of line strung back and forth on the back cover, which were also used for impedance transformation.

HMK

Attachments:

Shorted_stub (9 kB)

Dipole (8 kB)

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  9

(Translation of text originally by Hans M. Knoll, including edits)

Herr Amend sent me a picture.  It's from a preceding model.

Instead of using a tuning stub (which has already been explained to function like an inductor), a coil is used.  Almost every company did it this way.

Here is a picture from the 5040W (without -3D suffix) with a coil:

Telefunken had thick wires and big coils.  If they got squashed, the inductance was no longer correct.  With a tuning stub, only the length matters.

Since tuning stubs were expensive, they were later replaced again with coils.

There was an inquiry about this:  The stub, as it is shown here, is cut twin lead, stripped and soldered by hand.  The coil was made by automatic equipment, the same way springs are wound.

Herr E. Kull has provided a picture of one particular matching stub.  The length is 14.5 cm.  Thanks!

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  10

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Dear members,

Who has a 5040W/3D and can take a picture of this tuning stub?

It would be great for ongoing documentation!

Greetings,

Thomas

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  11

(Translation of text originally by Georg Beckmann)

I'll try to explain the resonant circuit.  Perhaps it is a circuit that works at the IF frequency of 10.7 MHz.  With this circuit (grounded grid triode amplifier), the cathode is the input.  At all frequencies other than the IF, the grid is loaded.  At the IF frequency, the circuit is resonant and therefore high impedance; that is, the amplification of the stage is reduced.

In case I don't have it right, I'd be happy of Herr Knoll would set things straight.  (I'd be even happier if he said I was right!)

Greetings,

Georg Beckmann

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  12

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Dear colleagues,

This is really fun!

At the moment I'm not quite sure, whether we're finished with Question 1.  If so, then I would like to post something on Question 2.  In case Question 2 isn't up yet, I don't mind if my post gets deleted.  First we've got to figure out how we're supposed to behave in this thread.

On Question 2:

The resonant circuit with C14 has a pretty high capacitance of 50 pF, so it can really only be tuned to the FM-IF frequency.  That means it's a short circuit at DC and HF, and the first triode of the ECC85 is used in a grounded grid manner.  The resonant circuit in question prevents unwanted IF signal from going backewards to the antenna through the input transformer and being radiated.  We assume that via parasitic capacitance there is some IF voltage on the cathode of the first triode of the ECC85.  Then it indeed reaches the secondary winding of the input transformer, but then the function of the high impedance IF trap comes into play.  Therefore the circuit isn't closed and no current flows, and as a result, there actually isn't any inductively coupled signal on the antenna side of the input transformer.

Andreas

P.S.:  In case I'm wrong, please correct it or delete the post!

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  13

(Translation of text originally by Georg Beckmann)

Hello Herr Steinmetz,

We posted at the same time, but I think you're right -- perhaps both of us are.

Greetings,

Georg Beckmann

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  14

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Since this is new territory, it will take a while until everything is running smoothly.

Herr Guenzel, as the initiator, can untie the knot and set the tempo...

Herr Steinmetz and Herr Beckman, the "coil" is just a choke to allow the anode current to flow.  That's just a tidbit of more discussion yet to come.  :-)

Radiation from the oscillator is sometimes good.  Although, in the back of my mind from 1954, I think it took me two days before I believed it...

Tomorrow I'll show my cards.

HMK

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  15

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Aha, Herr Knoll!

If that's just a choke, then it isn't tuned to 10.7 MHz.  But then this should not have discussed as a resonant circuit.  Then we also have to dismiss the concept of grounded grid operation as well.  Then we'll be discussing bridge circuitry, which has the purpose of suppressing radiation of, for example, signal from the oscillator, or to fight any tendency for the stage to oscillate.  It's getting exciting, and I like this!

Regarding the way this thread is getting started -- I didn't want to pose any conjectures.  But unfortunately my first assumption turned out to be wrong, and therefore the conclusion didn't hold either.  Perhaps the moderator should provide some more precise instructions, so this doesn't happen very often...

Let me repeat:  This thread is a great idea!

Andreas

Thomas Albrecht
10.Feb.07
  16

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Hello Herr Steinmetz,

I intentionally asked these questions, because I myself -- as an engineer with a degree in microwave technology -- don't know what the purpose of these circuit elements was!  Since I made this mistake, others who don't feel confident enough to ask questions should not be bashful!

Sometimes even "experts" end up on slippery ice!

Let me repeat:  This shouldn't be just for experts; it should also be a Q&A forum for "laypeople."

A recap of the bold excerpt from Post 1:

To prevent this thread from ending in chaos, there are two simple rules to follow:
 

1.  Anyone may ask questions, and we encourage you to do so.

2.  Answers should only be given by those who are certain of their answers; please avoid conjectures.

We do not want endless discussion about “what if?” or “but…” or “perhaps…”

So, have fun with this thread, which is certain to be a long one.

Thomas

P.S.:  We're all eager to hear the answer from Hans!  :-)

Robert Sarbell
11.Feb.07
  17 Herr Gunzel,

I attach a photo of my 5040W3D with the short FM stub, as stated by Herr Knoll - it measures at nearly 119mm from closed end up to the copper wires of the dipole.

For possible dating purposes the large oval speaker reflects date of 23 Okt 54; and chassis reflects 444 14637.

Respectfully,
Robert Sarbell

Attachments

Thomas Albrecht
11.Feb.07
  18

(Translation of text originally by Karl-Heinz Bradtmöller)

Hello,

On Question 1: 

Here's a little example:  my WU1052 has a built-in dipole like the one mentioned in Post 8 with the silver plated coil for matching.  With it, a bridged external longwire antenna won't overload the FM input with an AM signal due to asymmetry.  The AM signal is effectively shorted by the coil, meaning that it applies to both halves of the FM dipole as a common mode signal that gets eliminated by the differential FM input.

On Question 2:

To me, the resonant circuit is "bandpass" component to improve the rejection of out-of-band signals.  It bugs me that it would be referred to as a "trap", because these are "usually" built as series resonant circuits.  As an example I refer to the schematic of the "Ehrenfels," in which these components are missing, even though the rest of the schematic is very similar.  Therefore these components can be left out.  It depends on the sizing of the inductance, which would indeed be small, so that a bigger value for C would be used.

Best regards,

K.-H. B.

Thomas Albrecht
11.Feb.07
  19

(Translation of text originally by Georg Beckmann)

Hello Herr Knoll, Herr Steinmetz, and Forum,

Let me take a crack at the solution.  Many radio diagrams are drawn in such a way (perhaps even intentionally), so that the function is not immediately understood.

The hint from Herr Knoll, that the coil in parallel with C14 is just an HF choke, to provide a DC load for the cathode, completely changes the picture.  (see sketch in attachment below)

Therefore this is my assertion:  L1, L2, along with Ca and C14 form a type of bandpass filter for the FM tuner input.  At the junction of C14 and L2 there is a series resonance; that is, a high voltage, with little current to or from the grid.

At resonance, a larger current flows through L2 via the cathode, since the cathode input is low impedance.

Any HF signal that gets coupled via parastic capacitance in the triode in the reverse case only results in a small current, with the result that very little of this interference gets applied to the antenna.

Attachment:

6400000209 (42kB)

 

Thomas Albrecht
11.Feb.07
  20

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

On Question 2:

As already observed, the question wasn't 100% properly worded.  It is in fact not a resonant circuit.

If the person who asked the question -- in this case Thomas -- had been clear, then he would have already answered it for the most part.

But it's almost always the same problem that the impression one gets from the diagram seldom reveals the function.  That's the direction Thomas was headed in.

If it's already difficult enough with the original diagrams from the manufacturer, then it's also not simple to grasp the meaning on the professionally copied version by Lange-Nowich and Lange, even though they are technically experienced.  This particular point is impossible to see with L&N.  See this:   www.radiomuseum.org/protect-path.cfm

Who will venture to provide an explanation?

You have to check to see whether the answer is already given in the question.

It is also often said that these components are not to be found in later models...  However, that does not mean the components had no benefit, and also doesn't explain what they were for.

The background for this version in the 5040W/3D:  The preceding model 5040W had a circuit in the FM input stage with three triodes that functioned as cascodes and an additive mixer.  This was a top-notch technology that was found later only in SABA, Siemens, Nogoton and FS sets.  The use of the newer ECC85 isn't necessarily an advance.  Everything that was technically possible had to be squeezed out of this tube.

With that introduction, we arrive at our subject.  Squeezing everything possible out of the tube means that everything gets pushed to the limit.  Circuit quality, resonance resistance (L/C ratio) and the transconductance of the tube.  Otherwise the previous stage would need to have provision for an adjustment.  When an amplification stage is accessible from outside, it is not entirely simple to keep the stage stable and free of oscillation, because you never know just what someone might attach to the antenna terminals.

Briefly stated, the stage must have full performance without going into oscillation, and must not require any adjustment.  To make this work, it is not sufficient to use the published information about a grounded grid circuit.  Having the grid grounded doesn't solve all the problems.  There is still some anode-to-cathode capacitance, and some feedback from the anode to the input (the cathode), which a broad band resonant circuit between the antenna and the tube removes.

To make sure everything normally works as expected, it is imperative to also neutralize a grounded grid stage.

To accomplish this, there are two versions.  One from the Telefunken Tube Applications Manual and the one in the GRUNDIG mixer section.  Here is the one from Telefunken.  By showing this, I'm only trying to show that a grounded grid stage either can or must be neutralized.

And here's the one from GRUNDIG:

In the diagram, the cathode-grid capacitance is not shown, which plays a role in the function of the circuit, and also the cathode-filament capacitance.  In the Telefunken diagram, that is included and assumed.  I did not want to ruin the comparison by showing more than necessary in the Grundig diagram.

The cathode-filament capacitance forms a bridge, with the C neutralization on one side and the other with Ca-k and Ca-g, in which the tube sits on teh diagonal.  If the bridge is balanced, then the influence of the anode on the input is "neutralized" and quasi-eliminated.

Since there is a phase difference of 180° between the cathode and grid (three point circuit), the grid sees a 180° shifted phase compared to the cathode, and this is genuine neutralization.  It was best explained by Herr Holtmann in his Ultra_Audion, where there is a 0 / 180° phase jump.  That makes it certain.

The inductance in parallel with the neutralization C only conducts the DC from the cathode away.

With that, I think Question 2 has been answered.

Thomas Günzel
11.Feb.07
  21 Dear Mr Sarbell,

Thank you very much for the picture.
I will move a copy to the German thread.

Best regards

Thomas Günzel
Maitiu Standun
11.Feb.07
  22 yawn
Thomas Günzel
11.Feb.07
  23 Hello Mr. Standun

What do you want to express with "yawn"?
I'm not familiar with this phrase.

Kind regards

Thomas Günzel
Thomas Albrecht
11.Feb.07
  24

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Hello Hans!

... Your answer to Question 2 was outstanding!

It's really phenomenal, how much "know how" the boys from that time had and what tricks they used to meet the requirements.

It's great that you can pass along this knowledge to us.

Regarding the choke, how much inductance does it have?

I'd like to correct the schematic diagram with respect to this, so that no one else gets led down the wrong path by it.

Andreas Steinmetz has already also found a mistake in the schematic, and I'll correct it accordingly.

This schematic should be a living document!

Now, on to the third question:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

What is the purpose of R5 in parallel with the coil?

 

Frank Nicholaisen
11.Feb.07
  25 Frank's translation service: 'Yawn' im deutsche Sprache gähnen. :-)
Thomas Albrecht
11.Feb.07
  26

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Dear colleagues,

This time I'm pretty sure.  Nonetheless, I'd be happy to learn more:

Unfortunately high frequency circuits often have a tendency to oscillate at frequencies which are usually well above the working frequency range.  These very high frequency oscillations are often caused by small parasitic lead inductances and parasitic capacitances between the wiring, components, and tubes.  The coil/choke in question suppresses the tendency to oscillate by limiting the bandwidth from above and separating from one another the components that might oscillate.  To prevent the coil from becoming part of a new unwanted resonant circuit, a choke is used which is made in a manner that gives it low capacitance, and it is strongly damped with R5.  All this is consistent with the coil being a choke.

This arrangement is often found in TV VHF tuners.  There it often has the revealing label "UHF trap."

Andreas

Thomas Albrecht
11.Feb.07
  27

(Translation of text by Thomas Günzel, in which he shows Robert Sarbell's picture from this thread)

Mr. Robert Sarbell put another photo of the matching stub from this set that I would like to submit here.

The stub is, as Hans already said, 119 mm long.  The loudspeaker is dated 11/23/1954 and the chassis has the number 444 14637.

Thank you, Mr. Sarbell!

Thomas Günzel

Thomas Albrecht
11.Feb.07
  28

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Forum,

Herr Linss already mentioned that the 4040W/3D had a wire antenna.

In the picture from Herr Amend we see that the 5040W had a pretty antenna with wide aluminum strips.

Robert has now shown the 5040W/3D which has a wire antenna.  How is this an advance?

The advance lies in the 3D arrangement with the side loudspeakers.  The 3D was introduced "overnight," and the result -- the FM antenna was no more.

The enormous capacitive loading of the "hot" ends of the dipole by the loudspeakers and their associated wiring made the antenna unworkable.  An even worse choice would have been to push the speakers back to the rear cover, but that would only have left enough room for a narrow antenna.

Once it was learned, to connect the loudspeakers nearly 100% of the time through VHF chokes, then it was once again possible to build in broad band FM antennas with wide strips.

Everything went step-by-step.  Clever people have already noticed that Grundig mounted many chokes on the sound board (speaker panel).

Lautsprecher Verdrosselung

Noch mehr Drosseln

That's my side note.

HMK

Thomas Albrecht
11.Feb.07
  29

(Translation of text originally by Jochen Amend)

Dear Forum,

What often occurs to me is that the brass trim pieces likewise belong to the antenna system.  See the green wire on the right side of the picture, which naturally is also found on the left side of the set.

Best greetings,

Jochen

Thomas Günzel
11.Feb.07
  30 Dear friends of this forum,

An update of the schematic is now available.

 Grundig 5040W/3D _ update

You can download it unlimited, no UACS-points will be charged!

Best regards

Thomas
Thomas Albrecht
12.Feb.07
  31

(Translation of text originally by Götz Linss)

To Herr Günzel and Herr Knoll!

May I also ask you a question about the set?  Let me give it a try:  What is the function of the coil or choke shown on the schematic (see picture below) inserted between the built-in FM antenna and the outside antenna connection?  What does this inductance do if a longwire antenna is connected for short/medium/long wave reception?  Why is this coil/choke switched to ground when the switch is set to disconnect the outside antenna from the built-in antenna?

Curious,

G. Linss

Robert Sarbell
13.Feb.07
  32 Hello Thomas,

I spoke too soon - the small coil does not represent the built-in ferrite antenna. The connection is most likely used to "inject" a test frequency, for troubleshooting purposes.  On some schematics, there may be a notation to ensure that the chassis has been returned to the proper circuitry after servicing. 

Respectfully,
Robert
Thomas Albrecht
13.Feb.07
  33

Robert,

You're right that it can't be the ferrite antenna -- that is visible in a different part of the schematic.  Here's another explanation from the German thread (see below).

    -  Tom A.

Thomas Albrecht
13.Feb.07
  34

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

To keep things in the proper sequence, I'll move this further down the thread...

Robert Sarbell
14.Feb.07
  35 Dear Thomas (and to Andreas and Thomas),

I apologize for the obvious oversight.

Could I offer one suggestion, however, to our esteemed members and it would agree with the customary  principles of  schematic  annotations. . . . . .

On the most excellent  updated 5040W3D schematic provided by Herr  Günzel  (and after the question by Herr Linss),  would it be of some benefit to edit the switch contact points (as they are depicted on the actual antenna terminal board) to add the respective numerals 1 and 2.

My terminal board depicts the "1" in the vertical position, and position "2" on the board connects the choke to the chassis ground.



Respectfully,
Robert

Attachments

Thomas Albrecht
14.Feb.07
  36

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Supplement to Question 3

We have already seen, that with the introduction of the ECC85, which replaced the previously used cascode circuitry that used an EC92 and an ECC81, there was the concern about losing some performance.  Everything possible needed to be squeezed out of the new tube and its circuitry.

What does this have to do with the two components under discussion (R5 and the choke)?  With a high transconductance tube like the ECC85 (5.9 mA/V), there is a tendency for the stage to oscillate, even if neutralization is used as discussed above.

The output circuit, which is tunable from 87.5 to 100 MHz, functions like a capacitance at frequencies above 100 MHz.  In circuits with reverse coupling (neutralization), this capacitance is the main cause of wild oscillations.  Combined with this is the inductance of the wiring.  The anode of the first stage sees a varying load at its output depending on frequency.  Because of the finite transit time of electrons in the tube, the combination of neutralization and capacitive load has a negative impact on the stability of the stage with respect to oscillation.

Therefore additional measures had to be applied.  Known measures include the use of resistors or chokes.  As discussed above, inductors are not the best choice, because every coil has a self-resonance at some frequency, which can create new problems (see Post 26 where this is explained).

The right choice would be a noninductive resistor...  However, the ECC85 unfortunately has a capacitance of about 2 pF on its output.  If a resistor were inserted between the anode and the tuned circuit, this resistance would appear as damping in the tuned circuit and would nullify all the benefits of the measures we have been discussing.  We're trying to optimize the circuit, and this would do the opposite.

So what then?  Smart engineers came up with an idea.  When a choke and a resistor are connected in parallel, and this combination is inserted between the tube and the tuned circuit, then we have both a resistor and a choke.  The resistor damps the self-resonance of the choke and impedes oscillations if the resistance value is chosen to achieve a particular condition.

Consider the frequency dependence of the impedance of the choke and resistor in parallel.  At low frequency, the impedance is the ohmic resistance of the choke, and at high frequency, the inductive reactance of the choke is so high, that the choke no longer plays a role and the impedance is dominated by R5.

Now do we have what we need?  We make the L small enough, that it doesn't play much of a role in the working frequency range of 87.5 - 100 MHz, so the ohmic resistance of the choke dominates.  Then we have a combination of components that does what we want.  At low frequencies, it has just an ohm or a fraction of an ohm impedance, and at high frequencies, it has a resistance equal to the value of the resistor.  The combination is called a "Deci-Trap" because it functions like a high resistance in the GHz regime and a much lower resistance near DC.  At least that's how it works if the right components are chosen.  This is part of the "art" of circuit design.

A brilliant move.  Today ferrite cores or beads can be used for damping with a straight wire to make what is needed.  Many times you'll even find both.  Ferrite beads are not optional, but chokes and resistors are.

In conclusion one could say that what Herr Steinmetz wrote already explained the heart of the matter.

HMK

Thomas Albrecht
14.Feb.07
  37

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

Hello Hans,

Thanks for the extremely instructive and interesting comments.

Another great example of how much substance there can be to an inconspicuous parallel R-L circuit.

Thanks to Andreas Steinmetz as well for the explanation of how the FM antenna assists with AM reception.

At this point we would like to pause for a moment, so that Thomas Albrecht can catch up and catch his breath.                      [Thanks!  - Tom A.]

For his translation work, a big "Dankeschön.                    [My pleasure!   -  Tom A.]

Sincerely,

Thomas G.

 

... More to come...

Thomas Albrecht
14.Feb.07
  38

(Translation of text originally by Franz-Josef Haffner)

What you see here taped to the side of the electrolytic capacitor is the matching stub of a Siemens H64.

Greetings,

Franz-Josef

Thomas Albrecht
14.Feb.07
  39

(Translation of text originally by Andreas Steinmetz)

Dear colleagues,

I'll take this one...

Already by the time of the Grundig 5040W/3D it was usually not necessary to use an external long wire antenna along with the built-in AM antenna to receive local AM stations.   Given that the bulit-in FM antenna existed, why not use this short piece of wire to assist with AM reception?  Therefore the FM dipole was simply connected to the AM antenna input.  However, it was not a direct connection, but through the aforementioned choke, so that the FM antenna didn't get loaded by this connection.  For FM, the choke serves as a decoupling choke; for AM as a coupling choke, since at AM frequencies, the choke isn't much of a barrier.

Since it was desirable to offer the alternative of allowing the connection of an external long wire antenna, the connection via the choke had to be made switchable, in order to allow the FM antenna to be disconnected from the AM, so that the inferior signals from the short indoor FM antenna wouldn't adversely affect the better quality signal from the external antenna.  When using the FM antenna to assist AM reception, the switch had to be in the upper position (shown as position "1" in the original schematic); otherwise it had to be in the lower position ("2").  In that position, the FM antenna is simultaneously grounded, so that electrostatic noise would not introduce interference for FM reception.

In its day, this kind of solution was commonly used; however it disappeared as ferrite antennas improved.  There were various types of switches, whereby the connection was made to a centertap on the input circuitry of the FM tuner -- therefore without need of a choke, since the centertap is theoretically free of high frequency signals.

Using its solution, Grundig could save money by not including a centertap in the wiring (since a simple choke was actually cheaper).  In addition, the switch was done in such a manner that it couldn't be easily misadjusted.   It consisted simply of a pivoting metal element on the antenna terminal plate, which upon loosening a screw could be set to either position 1 or 2.  In position 1, the switch contact was the antenna jack itself, which effectively covered up the jack.  That way, it was impossible to make a mistake, because if you wanted to connect an external antenna, you had to move the switch contact off position 1; otherwise you couldn't plug anything into the antenna jack.

Unfortunately this turned into a long post.  This is another nice example of how much interesting detail there can be hiding behind something that looks so simple.

Andreas

P.S.:  Thanks to Robert Sarbell for this picture (from our parallel English thread):

Attachment:

 

Thomas Albrecht
11.Mar.07
  40

(Translation of text originally by Thomas Günzel)

I received the following email relating to Post 7 from Herr Kamann:


Hello Herr Günzel,

Reading this thread is very enjoyable!  Is it possible that your question "Does this matching stub cover the entire FM band uniformly?" was not answered yet?

Greetings,

Hans Kamann


Perhaps Hans can give us a definitive answer!?

Thomas G.

Thomas Albrecht
11.Mar.07
  41

(Translation of text originally by Hans M. Knoll)

Hello Herr Kamann,

I think the question has been answered well enough, as far as the matching stub is concerned.

As I mentioned before, it is a transmission line which is shorter than a quarter wavelength.  It functions like an inductance up to the frequency where its length is exactly a quarter wavelenth.  At that frequency, it would be a real resistance, and beyond that, it would function as a pure capacitance.

The question in post 7 was:

Matching stubs are normally very narrow band; naturally it depends on the amount of loss in the line.  Does this matching stub cover the entire FM band uniformly?

This is shown in the following posts:

Post 8:  Since it looks like an inductance, it goes linear with frequency up to lambda/4 (quarter wavelength).  I previously made a mistake (now corrected), but the diagram is correct.

Post 9:  Instead of a matching stub (which has already been mentioned several times to function as an inductance), it has a coil.  Almost every company did it this way.  Telefunken used thick wires and big coils.  It they got squashed, the inductance was no longer correct.  That clearly shows that is it also a "coil" and therefore has no bandwidth.  It simply has an inductive reactance XL, that grows with increasing frequency from zero at DC up to its self resonance.

The antenna isn't the subject under discussion, but that's where the bandwidth would be relevant.

Done.

Greetings, Knoll

Ernst Erb
30.Dec.07
  42 This thread is only the beginning of at least 5 threads about the topic of "Circuitry Analysis of a modern Radio" on the example of a Grundig 5040W/3D. If there is a note where to follow then I missed it and therefore I try to give you the URLs to the following article. If the next ones miss a link for continuation I will put it in there too.
 
Hits: 32905     Replies: 34
grundig: Schaltungsanalyse eines Röhren-Großsupers
Thomas Günzel
09.Feb.07
  1

Liebe Freunde des Radiomuseums,

 Mit diesem Thread wollen wir versuchen, die Schaltung eines Großsupers aus den fünfziger Jahren anhand des Grundig 5040W/3D zu erläutern und zu untersuchen.

 Es soll keine akademische Analyse mit Formel-Wirrwarr werden, sondern in verständlicher Weise die Funktion des Schaltungszuges, einzelner Schaltungsblöcke und Komponenten erläutert werden.

 Zu diesem Zweck ist es mir gelungen, keinen Geringeren als Herrn Hans Martin Knoll als Tutor zu gewinnen, der mit seiner Fach- und Entwicklungskompetenz sicherlich die erste Wahl ist.

 Unterstützt werden wir auch von Mr. Thomas Albrecht aus den USA, der für eine kompetente und fachgerechte Übersetzung der Beiträge ins Englische sorgt, damit auch unsere englisch-sprechenden Mitglieder an diesem Thread teilhaben können.

 Parallelübersetzer für andere Sprachen sind natürlich auch noch willkommen.

 

Wir werden zunächst beim UKW-Tuner beginnen und uns über die ZF-Stufe inklusive "Magischem Auge" bis zum Eingang des NF-Teils vorarbeiten.

Anschließend werden wir den AM-Teil bis zum Lautsprecher anpacken.


 Damit alle die gleiche Grundlage verwenden, wurde von mir der Schaltplan des 5040W/3D überarbeitet und auf ein handliches Format (100kB) gebracht.

Es lassen sich leicht Schaltungsauschnitte mit Hilfe von Grafikprogrammen ausschneiden um sie als Basis für Fragen und Antworten zu nehmen. Siehe erste Beispiele im nachfolgenden Post

Der Plan kann hier von Jedermann heruntergeladen werden und kostet keine UACS-Punkte:

Schaltplan Grundig 5040W/3D

 

Damit dieser Thread nicht im Chaos endet, sind zwei einfache Regeln einzuhalten:

1. Fragen stellen darf jeder und sind auch erwünscht.

2. Antworten dürfen nur jene, die sich Ihrer Aussage sicher sind und nicht nur Vermutungen äußern.

 
Wir wollen hier keine endlosen Diskussionen über "Wenn" und "Aber" oder "Vielleicht"!

 
Weiterhin sollte beachtet werden, daß Fragen nur zum laufenden Schaltungsblock gestellt werden!

Also keine Fragen zum Klangregler, solange wir noch den UKW-Tuner behandeln.

 

Als Einstieg und Grundlage möchte ich hier noch auf den hervorragenden Abschnitt "Kleine Schaltungslehre"  aus Herrn Erb's Buch "Radios von Gestern" verweisen, der schon sehr viele Einblicke in die Schaltungstechnik von damals bietet.

 
Ich hoffe auf eine rege Anteilnahme und wünsche Euch viel Spaß und Freude an diesem Vorhaben.

 

Thomas Günzel

Thomas Günzel
09.Feb.07
  2

Zum Auftakt meine ersten zwei Fragen zum UKW-Tuner.

 
1. Wozu dient die Stichleitung am Eingang des UKW-Tuners

2. Welche Aufgabe hat der Schwingkreis mit C14 am 1.Gitter der ECC85


Götz Linss
09.Feb.07
  3

Mein Antwortversuch zur ersten Frage:

Bei meinem 4040W/3D ist die im Gehäuse eingebaute UKW-Antenne ein einfacher Dipol aus Schaltdraht. Als Dipol hat er einen theoret. Fußpunktwiderstand von 75 Ohm. Außerdem ist er für die Wellenlängen des UKW-Bereichs zu kurz. Die Stichleitung ist zur sauberen Anpassung an die 300 Ohm Bandleitung zum Tunereingang erforderlich.

Hoffentlich habe ich mich nicht blamiert.

Götz Linß

Hans M. Knoll
09.Feb.07
  4

Hallo Herr Linss,

das ist schon fast alles richtig. Es fehlt jetzt noch die Antwort, was ist eine Stichleitung und warum gab es die nur einige Zeit?  Durch was wurde sie ersetzt?

Ausserdem, wie funktioniert diese transformation von 75 auf 300Ohm.

Nachdem es erst einlaufen muss, wollen wir mal sehen was noch kommt.

Ich will spaeter meine Darstellung dazu abgeben. Es soll ja kein Monolog werden.

hmk

Thomas Günzel
09.Feb.07
  5

Hallo Hans,

Welchen Wellenwiderstand hat den diese ominöse Stichleitung die am Ende wohl kurzgeschlossen ist und wie lang ist sie?

Thomas

P.S. Kann noch ein Mitglied der dieses Gerät besitzt, ein Foto dieser Stichleitung machen?

Hans M. Knoll
09.Feb.07
  6

Thomas,

parallel Drahtleitungen werden zum transformieren von Impedanzen verwendet oder als Blindwiderstand.

Bei manchen Anordnungen, wird an einem Ende der Dipol angeschlossen und irgenwo entlang der Leitung die Ableitung. Das ist dann eine Transformation.

Ist sie an einem Ende offen oder kurzgeschlossen, findet man entlang der Leitung je nach Frequenz einen anderen Widerstand.

Im letzteren Fall und bei der hier benutzten Dipolantenne ist diese Leitung am Ende kurzgeschlossen und kuerzer als ein viertel Wellenlaenge.  ( im Radio ca. 100mm lang)  Sie wirkt daher als Induktiviat, mit sehr geringen Verlusten.  Dicker Draht, versilbert.

hmk

 Im Bild sind als ganze Linie die Spannung und gestrichelt der Strom zu sehen.

 

An den Klemmen sieht man ein Verhaeltniss von beiden was die Impedanz darstellt.

Wer sich für mehr interresiert, hier habe ich was hinterlegt.

 

 

 

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Thomas Günzel
09.Feb.07
  7

Hallo Hans,

Danke für die kompetente Antwort!

Stichleitungen sind normalerweise sehr schmalbandig, hängt natürlich von den Verlusten ab!.

Deckt diese Leitung den gesamten UKW_Bereich gleichmäßig ab?

Thomas

Hans M. Knoll
09.Feb.07
  8

Nachdem es eine Induktivitaet darstellt geht es solange mit Omega bis lambda 1/4 linear.(Fehler korrigiert)

 

Es ist ja nur ein Teil der Antenne. Diese ist nur bedingt breitbandig. Es muesste die Leitungslaenge verstellt werden.

In der Entwicklung wird dazu eine zu lange Leitung mit Kurzschluss-Schieber benutzt und das richtige Mass ermittelt.

Die Bandbreite haengt hauptsaechlich von der Antenne ab. Anfangs und spaeter wieder, wurden dazu breite Alu-Baender benutzt.

Ich werde spaeter eine Antenne hier zeigen.  hier das Prinzip:

 

 

die Strecke "a" ist die Stichleitung in unserem Falle. Exact ist die Darstellung  aber nicht. "b" ist beim Radio die ganze Ableitungslaenge. Geraete in den 60gern, haben Laengen die an der Rueckwand hin- und her- verlegt sind, damit wird auch transformiert.

 

 

 hmk 

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Hans M. Knoll
09.Feb.07
  9

Herr Amend hat ein Bild beigesteuert. Es ist vom Vorgaenger. 5040W 

Der statt einer Stichleitung  (die ja wie schon mehrfach gesagt als Indukdivitaet wirkt) eine Spule hat. Wie es bei fast allen Firmen zu sehen ist.

 Hier ein Auszug des 5040W (ohne 3D) mit Spule

 

Telefunken hat da dicke Draehte und grosse Spulen. Werden die verdrueckt stimmt das L nicht mehr.

Beim Stich, zaehlt nur dessen Laenge. Weil aber teuer, wurde das danach wieder durch eine Spule ersetzt.

Da war eine Anfrage: der Stich wie hier gezeigt, ist Bandkabel geschnitten, abisoliert und von Hand gelötet. Die Spule macht ein Automat wie eine Feder gewickelt wird!

.

Herr E. Kull hat das Bild EINER  Stichleitung beigesteuert.

Heute hat mir H. Kull auch die Länge mit 14,5 cm angegeben. Danke! 

 

 

 

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Thomas Günzel
09.Feb.07
  10 Liebe Mitglieder

Wer hat einen 5040W/3D und kann ein Photo dieser Stichleitung machen?

Wäre toll für eine weitergehende Dokumentation!

Grüße

Thomas
Georg Beckmann
09.Feb.07
  11

Ich versuchs mal mit dem Schwingkreis. "Wahrscheinlich :-)" handelt es sich um einen Kreis,
der auf die ZF von 10,7Mhz arbeitet. Bei dieser Schaltung( Gitterbasis ) ist die Kathode der Eingang. Bei allen Frequenzen außer der ZF, liegt das Gitter über den Schwingkreis HF-mässig an Masse. Bei der ZF Frequenz ist der Kreis resonant und deshalb hochohmig, das heisst, die Verstärkung der Stufe nimmt ab.

Falls ich das falsch sehe, würde es mich freuen wenn das Herr Knoll richtig stellt.
( Noch mehr, wenn ers bestätigt )

 

 

Gruß in alter Frische

Georg Beckmann

 

Andreas Steinmetz
09.Feb.07
  12

Liebe Kollegen,

diese Sache macht richtig Spaß!

Etwas unsicher bin ich momentan aber noch, ob alles zu Frage 1 gepostet ist. Wenn ja, dann würde ich gerne etwas zu Frage 2 posten. Habe aber auch nichts dagegen, daß mein Post wieder gelöscht wird, falls Frage 2 noch nicht dran ist. Wir müssen ja erst lernen, wie man sich in diesem Thread am besten verhält.

Zu Frage 2:

Der Schwingkreis mit C14 hat eine recht hohe Kapazität von 50pF, so daß er eigentlich nur auf die FM-ZF abgestimmt sein kann. Dann bedeutete der Schwingkreis für die HF (und für die Gleichstromeinstellung) einen Kurzschluß, und das erste System der ECC85 würde in Gitterbasisschaltung betrieben. Der angesprochene Schwingkreis verhindert dann, daß ungewollt ZF-Energie über den Eingangstrafo rückwärts zur Antenne gelangt und damit abgestrahlt wird: Nehmen wir an, durch Streukapazitäten gelange etwas ZF-Spannung an die erste Kathode der ECC85. Dann kommt sie zwar auch zum Sekundärkreis des Eingangstrafos, aber danach folgt der bei ZF hochohmige Schwingkreis. Also ist der Stromkreis gar nicht geschlossen, es fließt kein Strom, und als Folge gibt es auch keine Induktionsspannung auf der Antennenseite.

Andreas

P.S.: Falls ich falsch liege, bitte korrigieren oder den Post ganz löschen!

Georg Beckmann
09.Feb.07
  13

Hallo Herr Steinmetz,

wir waren gleichzeitig dran, aber ich glaube, Sie haben recht, vielleicht auch beides.

Gruß

 

Georg Beckmann

Hans M. Knoll
09.Feb.07
  14

Nachdem das Neuland ist, wird es wohl etwas dauern bis es laeuft.

Herr Guenzel, als Initiator darf das Knäuel entwirren und das Tempo vorgeben.

Wenn morgen einer kommt der mehr oder das richtige weis, muss das ja rein.

Wie gesagt: aller Anfang-........

H. Steinmetz und H. Beckmann, die "Spule" ist nur eine Drossel dass der Anodenstrom fliesen kann. Ansonnsten, ein dicker Brocken. Der uns noch beschaeftigen wird ;-)

Abstrahlung von Uosz. ist schon mal ganz gut. Ich habe obwohl noch was im Hinterkopf von 1954, auch zwei Tage geuebt bis ich mir glaubte. Der Thomas Guenzel haette es auch leichter machen koennen, aber kneifen gilt nicht.

 Morgen decke ich meine Karten auf.

  

hmk

Andreas Steinmetz
09.Feb.07
  15

Aha, Herr Knoll!

Wenn das doch nur eine Drossel ist, stimmt das mit der Abstimmung auf 10,7 MHz natürlich auch nicht. Aber dann sollte man das Gebilde auch nicht als Schwingkreis vorstellen. Wir müssen uns dann wohl auch von der Gitterbasisschaltung verabschieden. Dann werden wir bestimmt auch wieder Brückenschaltungen besprechen, die das Ziel haben, die Abstrahlung von z.B. Uosz. zu unterdrücken oder die Schwingneigung zu bekämpfen... 
Es wird spannend; ich freue mich schon drauf!

Apropos "Aller Anfang...": Ich wollte ja bewußt keine Vermutungen äußern. Nur leider war meine erste Annahme ja wohl doch falsch, so daß die Schlußfolgerungen dann auch nicht stimmten. Vielleicht sollte der Moderator etwas genauere Vorgaben machen, damit so etwas nicht öfter passiert. (Oder wir müßten erst nachfragen.) Sonst kommt er aus dem Moderieren gar nicht mehr heraus...

Ich kann mich nur wiederholen: Prima Idee, dieser Thread!

Andreas

Thomas Günzel
09.Feb.07
  16 Hallo Herr Steinmetz!

Ich stelle bewusst diese Fragen, da selbst nicht ich, als Dipl.-Ing. der Mikrowellentechnik, weiß welche Bedeutung diesen Schaltelementen zukommt!
Damit sollen auch Mitglieder die sich einfach nicht trauen Fragen zu stellen, zum Zuge kommen!

Ebenso auch manchmal "Experten" auf's Glatteis geführt werden!

Nochmal: Dies soll kein Expertenaustausch werden, sondern auch für die "Laien" zum Frage- und Antwort Forum werden!

Nochmals der dick geschriebene Auszug aus Post 1:


Damit dieser Thread nicht im Chaos endet, sind zwei einfache Regeln einzuhalten:

1. Fragen stellen darf jeder und sind auch erwünscht.

2. Antworten dürfen nur jene, die sich Ihrer Aussage sicher sind und nicht nur Vermutungen äußern.

Wir wollen hier keine endlosen Diskussionen über "Wenn" und "Aber" oder "Vielleicht"!



Also weiterhin viel Spaß mit dem sicherlich lang dauernden Thread

Euer

Thomas


Auf die Antwort von Hans, warten wir alle gespannt!  :-)
Karl-Heinz Bradtmöller
10.Feb.07
  17

Hallo,

zu Frage 1: Kleines Beispiel, mein WU1052 besitzt einen eingebauten Dipol laut Thread 8 mit der Silberdrahtspule zur Anpassung.  Damit kann auch eine gebrückte Außen-Langdrahtantenne keine AM-Übersteuerung des FM-Einganges durch Asymmetrie bewirken. Die AM-Anteile werden quasi durch die Spule kurzgeschlossen, bzw wirken auf beide Dipolhälften und heben sich somit für den FM-Eingang gegenseitig auf.

 

zu Frage 2:

Für mich ist der Schwingkreis ein "Bandpaß"-Bestandteil, der die Weitabselektion verbessern soll. Ich störe mich daran, daß es ein "Sperrkreis" sein soll, da diese "meistens" als Serienresonanzkreise aufgebaut sind. Ich nehme als Beispiel das Schaltbild des "Ehrenfels", wo dieser Kreis im Eingang fehlt, obwohl die Schaltung sehr stark ähnelt. Also auch weggelassen werden kann. Es kommt auf die Dimensionierung der Induktivität an, die wird wohl klein sein, so daß der C entsprechend größer dimensioniert wurde.

Beste Grüße

Ihr K.-H. B.

 

Georg Beckmann
10.Feb.07
  18

Hallo Herr Knoll, Herr Steinmetz  und Forum,

lassen Sie mir den Spass an der Lösung zu knobeln. Viel Radioschaltungen sind ( vieleicht sogar mit Absicht ) so gezeichnet, dass man die Funktion nicht sofort erkennt.

Der Hinweis von Herrn Knoll, die Spule parallel zu C14 ist nur eine HF Drossel, um die Kathode
gleichsrommässig an Masse zu legen, lässt alles in einem andern Bild erscheinen.
(sh. Skizze im Anhang ).

Deshalb jetzt die Behauptung: L1,L2 mit C1 und C14 bilden eine Art Bandfilter für den UKW Eingang. Am Knoten C14/L2 ist Serienresonanz, d.h. eine hohe Spannung, kleiner Strom zum/vom Gitter.

Durch L2 fliesst im Resonazfall über die Kathode ein größerer Strom, der Kathodeneingang ist niederohmig.

Die über die parasitäre Kapazität CAG eingekoppelte HF lösst in der Spule im umgekehrten Fall nur einen kleinen Stromfluss aus, so dass nur noch sehr wenig von dieser Störung über die Antenne abgegeben wird.

 

 

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Hans M. Knoll
10.Feb.07
  19
Zur Frage 2
 
Wie schon richtig bemerkt wurde, ist die Frage nicht zu 100 % korrekt gestellt.
Es ist unter Umstaenden kein Schwingkreis.
 
Wenn das dem Fragenden, hier Thomas, klar waere haette er ja das meiste schon beantwortet.
Es ist aber das Problem fast immer, das aus dem bildlichen Eindruck selten die Funktion hervorgeht. Dahin zielt ja Thomas.
Ist es schon beim Firmenoriginal  schwer, wird es bei „Nachgemachtem“ Regeliens, Lange-Nowich und Lange, selbst dem fachlich erfahrenem nicht einfach, den Sinn zu erfassen. Gerade diese Stelle ist bei L&N unmoeglich geloest.
Hinweis: der Link kostet Punkte, also nur bei Bedarf anklicken
Wer waagt hier eine Erklärung?
Man muss es daher nachsehen, dass in der Frage nicht immer schon die Antwort steht.
 
Es ist auch schon gesagt worden, dass diese Elemente bei spaeteren Modellen nicht mehr zu finden sind.
Das ist aber auch immer so, dass warum auch immer, Loesungen wieder in der Versenkung verschwinden.
Ein Wertmassstab ist das aber nicht, und auch keine Erklaerung. 
 
Der Hintergrund zu dieser Version im 5040W 3/D.
Der Vorgaenger 5040W hatte in der UKW Eingangstufe eine Schaltung mit drei Trioden die als „Cascode“ und additiver Mischer arbeiten. Eine absolute Spitzentechnik die spaeter nur bei SABA, Siemens, Nogoton und in FS-Geraten zu finden war.
Das verwenden der neuen ECC85 ist daher nicht unbedingt ein Fortschritt. Aus dieser Roehre musste alles was technisch moeglich war herausgeholt werden.
 
Damit sind wir dann beim Thema.
Alles aus der Roehre herausholen heisst, mit Allem an die Grenze gehen. Kreisgüte, Resonanzwiderstände (L/C - Verhältniss)   und Steilheit der Röhre. Ausserdem wurde die Vorstufe mit einer Regelung versehen.
Das einhalten stabiler Zustände also Schwingfreiheit, ist bei einer Stufe an die man von aussen heran kann, nicht ganz einfach, weis man doch nicht was an der Antennenbuchse als Antenne erscheint.
 
Verkürzt gesagt, die Stufe muss volle Leistung bringen ohne ins Schwingen zu geraden, auch nicht beim Regeln.
Damit das funktioniert, genügt es nicht, was allgemein ueber eine Gitter-Basis-Schaltung zu lesen ist. Alles in der Roehre wird mit einem an Masse liegenden Gitter nicht verhindert. Es gibt noch immer eine Anoden-Katodenkapazität, und eine Anodenrückwirkung auf den Eingang ( die Katode) der einen breitbandigen Schwingkreis zwischen Antenne und Röhre enthält.
 
Damit nun alles ordentlich so arbeitet wie es soll, ist es unumgänglich auch die Gitterbasis -Stufe zu neutralisieren.
 
Dazu gibt es zwei Versionen.
Eine von Telefunken Röhren Applikation und die im GRUNDIG Mischteil.
Hier die von Telefunken:
damit will ich nur zeigen, GB kann oder muss auch neutralisiert werden.
 
 
 
und hier die von GRUNDIG:
 
in der Darstellung fehlen die Kapazität von Gitter-Katode, die als Kreis -C wirkt, und die Kapazität der Katode zum Faden .
Bei Telefunken wird das vorhanden sein auch vorausgesetzt. Ich wollte den Vergleich nicht stören in dem bei Grundig mehr als nötig gezeigt wird.
 
Diese Katoden-Faden Kapazität bildet mit dem C Neutr. auf der einen Seite und auf der anderen Seite mit Ca-k und mit Ca-g, eine Bruecke, in deren Diagonale die Röhre sitzt. Ist die Brücke abgeglichen, ist die Wirkung der Anode auf den Eingang „neutralisiert“ und quasi nicht vorhanden.
Da zwischen Gitter und Katode eine Phasendifferenz von 180° herrscht, (Dreipunktschaltung) sieht das Gitter eine um 180° gedrehte Phase als die Katode, ist also eine echte Neutralisation. Dieses hat Herr Holtmann bei seinem Ultra_Audion bestes erklärt wo der Phasensprung 0/ 180° stattfindet. Das gilt als sicher.
 
Die Induktivität parallel zum C Neutr. Leitet nur den Gleichstrom aus der Katode ab.
 
Ich meine, die Frage 2 sollte damit beantwortet sein.
Zum besseren Verstehen des Textes habe ich die Cascode-Schaltung des 5040W eingefügt. 
 

Attachments

Thomas Günzel
10.Feb.07
  20

Hallo Hans,

Das war ja wirklich der Hammer!

 
Absolut spitzenmäßig Deine Antwort auf Frage 2!

Es ist wirklich gewaltig, welches „Know How“ die Jungs von damals hatten und mit welchen Tricks die Anforderungen gemeistert wurden.

 
Schön, daß Du uns dieses Wissen noch weitervermitteln kannst.

 
Bezüglich der enttarnten Drossel, welche Induktivität hat sie denn?

Ich möchte diesbezüglich den Schaltplan korrigieren, damit niemand mehr auf die falsche Spur geleitet wird.

 
Andreas Steinmetz hat auch schon einen Fehler im Schaltplan gefunden und ich werde ihn entsprechend korrigieren.

 
Dieser Schaltplan soll leben!

 

Nun weiter zur dritten Frage:

 




















Welche Aufgabe hat R5 parallel mit einer Spule?

Andreas Steinmetz
11.Feb.07
  21

Liebe Kollegen,

diesmal bin ich mir ziemlich sicher. Trotzdem lerne ich gerne dazu:

Leider neigen HF-Schaltungen oft zu Schwingungen auf Frequenzen, die meistens deutlich oberhalb der Arbeitsfrequenz liegen. Verantwortlich für diese z.T. sehr hochfrequenten Schwingungen sind die oft sehr kleinen Zuleitungsinduktivitäten und Verdrahtungs-, Bauteil- sowie Röhrenkapazitäten. Die fragliche Spule/Drossel unterdrückt die Schwingneigung, indem sie die Bandbreite nach oben hin begrenzt und die o.a. Schwingkreise voneinander trennt. Damit aber die Spule nicht selber wieder Teil eines neuen, unerwünschten Schwingkreises wird, hat sie einen kapazitätsarmen Aufbau und muß mit R5 stark bedämpft werden. Insofern ist sie eher als Drossel aufzufassen.
Diese Anordnung findet man auch oft in TV-VHF-Tunern. Dort hat sie die vielsagende Bezeichnung "UHF-Sperre".

Andreas

Thomas Günzel
11.Feb.07
  22 Herr Robert Sarbell hat im englischen Thread "Circuitry Analysis" noch ein Foto der Stichleitung aus dem Gerät beigesteuert das ich hier vorlegen möchte.



Die Leitung ist, wie Hans schon sagte 119mm lang, der Lautsprecher ist auf den 23.11.1954 datiert und das Chassis trägt die Nummer 444 14637.

Herzlichen Dank an Herrn Sarbell

Thomas Günzel
Hans M. Knoll
11.Feb.07
  23

Hallo Forum.

Herr Linss sagte uns schon, dass der 4040W/3D eine Drahtantenne hat.

Im Bild von H. Amend des 5040W sehen wir eine schoene Antenne mit breiten ALU- Flaechen.

 

 

Robert zeigt nun den 5040W/3D auch mit Drahtantenne.  Wo ist da der Fortschritt?

Der Fortschritt liegt in der 3D- Anordnung mit den Seitenlautsprechern.  Das 3D wurde ueber Nacht eingefuehrt, und das Ergebniss: die UKW Antenne war keine mehr.

Die enorme kapazitive Belastung der "heissen Enden" durch die Lautsprecher mit Verdrahtung, machte die Antenne unwirksam oder eben schlechter, man wich den Lautsprechern aus nach hinten zu Rueckwand hin, dort hatte aber nur eine "schmalbandige"  UKW Antenne Platz.

Als man gelernt hat, die Lautsprecher  fast immer zu 100%  ueber UKW Drosseln anzuschliesen, konnte man wieder gute breitbandige Folien.Antennen einbauen.

Es geht halt alles nur Step by Step.   Findigen Leuten ist das aber schon aufgefallen,. dass bei Grundig viele Drosseln in der Schallwand montiert sind.

 

Lautsprecher Verdrosselung

 

Noch mehr Drosseln

 

 

Dazu jetzt die Erklaerung von mir.

hmk

 

Jochen Amend
11.Feb.07
  24 Hallo liebes Forum,
was mir auch noch auffiel ist, dass ebenfalls die Messingzielleisten mit zur Antennenanlage gehören. Siehe der grüne Draht am rechten Bildrand, der selbstverständlich auch links im Gerät zu finden ist.



Beste Grüße,
Jochen
Thomas Günzel
11.Feb.07
  25 Liebe Freunde des Forums

Ein Update des Schaltplans ist verfügbar

Schaltplan 5040W/3D_Update

Er kann beliebig oft heruntergeladen werden und kostet keine UACS-Punkte

Gruß

Thomas
Götz Linss
12.Feb.07
  26

An die Herren Günzel und Knoll!

Darf ich auch eine Frage zum Gerät usw. an Sie stellen? Ich tue es mal: Welche Funktion hat die im Schaltbild (siehe Bild) zwischen UKW-Gehäuseantenne und Außenantenne eingefügte Spule bzw. Drossel? Was bewirkt diese Induktivität bei Anschluß einer richtigen K-/M-/L-Hochantenne? Warum wird die Spule/Drossel beim Trennen von Außen- und Gehäuseantenne auf Masse geschaltet?

Neugierig mfG G.Linß

Wie bekomme ich das Bild in den Texteintrag??

Attachments

Andreas Steinmetz
13.Feb.07
  27

...Zur Einhaltung der Reihenfolge nach unten (Post 31) verschoben.... 

Hans M. Knoll
13.Feb.07
  28
Ergänzendes ( zu post 21) zur Frage 3
 
Wir haben vorhin erfahren, dass mit dem Einsatz der ECC85, statt der im Vorgänger benutzten Cascode –Schaltung mit EC92 und ECC81, einiges an Performance verloren zu gehen drohte.   Es sollte ja alles aus Röhre und Schaltung herausgeholt werden.
 
Was hat es nun mit den beiden Bauelementen ( R5 und Dr. ) auf sich?
Bei steilen Röhren wie der ECC85 (5,9 mA/V) kommt es trotz einer Neutralisation wie vorher beschrieben, zum Schwingen der Stufe.
Der Ausgangskreis der von 87,5 bis 100 Mhz abstimmbar ist, wirkt oberhalb von 100Mhz wie eine Kapazität. Diese Tatsache ist bei Schaltungen mit Gegenkopplung ( Neutralisation) der Hauptgrund fuer das einsetzen wilder Schwingungen. Dazu kommen die Verdrahtung die wiederum als Induktivität wirkt. Die Anode der Vorstufe sieht also bei jeder Frequenz etwas anderes an ihrem Ausgang.
Wegen der endlichen Laufzeit der Elektronen in der Röhre, wirken sich Neutralisationen bei kapazitiven Lasten, eher negativ auf das Schwingverhalten der Stufe aus.
Es müssen deshalb zusätzliche Massnahmen angewendet werden.
Bekannte Arten sind Widerstände oder Drosseln.
Wie vorher zu lesen ist, sind Induktivitäten nicht das Mittel der Wahl, davon abgesehen dass jede Spule irgendwo eine Eigenresonanz hat, die wieder neue Probleme schafft. (siehe Post 21 dort ist das erklaert)
Das richtige wäre hier ein ohmscher Widerstand ohne Wendel also ein Massetyp.
Doch leider hat die ECC85 eine Kapazität von ca. 2pF am Ausgang. Legt man nun einen Widerstand in die Leitung von Anode zum Abstimmkreis erscheint dieser Widerstand als Dämpfung im Abstimmkreis und macht alle Massnahmen von denen wir bisher gelesen haben zunichte. Die Schaltung sollte ja optimiert werden und nicht das Gegenteil.
 
Was nun?
Da hatten kluge Techniker eine Idee. Wenn wir eine Drossel und einen Widerstand parallel schalten und dieses Gebilde in die Leitung Röhre Abstimmkreis einfügen, haben wir beides Drossel und Widerstand. Der Widerstand dämpft die Resonanz der Drossel und diese verhindert das Schwingen dadurch, dass sie je nach Dimensionierung mit dem Widerstand, verschiedene Zustände annimmt.
Sieht man sich so ein Gebilde über die Frequenz an, geht das vom Ohmschen Widerstand der Drossel der noch der Festwiderstand parallel liegt,hoch bis dem Punkt, wo die Induktivität so stark wirkt,  dass sie als Parallelglied zum R 5 keine Rolle mehr spielt.
 
Haben wie jetzt das was wir brauchen? Wir machen das L klein genug, dass es im Arbeitsbereich 87,5 bis 100 Mhz keine grosse Rolle spielt, mit zunehmender Frequenz jedoch dem ohmschen Widerstand das Feld überlässt. Damit haben wir ein Gebilde das macht was wir wollen. Ganz unten in der Frequenzskala einige Milliohm oder Ohm, ganz oben den Wert der als Bauteil „R“ eingebaut ist. Das Gebilde nennt sich „Dezi -Sperre“ weil es im Ghz Bereich ein hoher und im DC- Bereich ein sehr kleiner Widerstand ist. Zumindest dann wenn wir die Teile richtig auswählen. Das ist eben die Kunst des Entwicklers das zu machen. 
Beim Messen der Drosselspulen fiel noch ein Bild ab.
UKW_BOX Mischstufe mit ECC85 mit allen Typen der Drosselspulen aus dem Text
 
Eine geniale Sache. Heute hat man da Ferritkerne oder –Perlen die aus einem geraden Draht und Ferrit mit zunehmender Dämpfung das machen was dort gebraucht wird. Manches mal findet man sogar beides vor. Ferritperlen gibt es nicht beliebige, Drossel und Festwiderstände aber wohl.
 
Abschliesend kann man sagen, was H. Steinmetz schrieb,  traf  schon den Kern der Sache!
Ende
HMK
 
  

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Thomas Günzel
13.Feb.07
  29

Hallo Hans,

Danke für die äusserst lehrleichen und interessanten Ausführungen.

Wieder ein tolles Beispiel wieviel hinter einer so unscheinbaren Parallelschaltung aus R und L stecken kann.

Dank auch an Andreas Steinmetz für die Erläuterungen zur Hilfsantenne.

An dieser Stelle wollen wir eine kleine Pause einlegen, damit auch Thomas Albrecht nachkommt und etwas verschnaufen kann.

Für seine tolle Übersetzungsarbeit, ebenfalls ein großes Dankeschön.

Herzliche Grüße

Thomas

.......Fortsetzung folgt.............

Franz-Josef Haffner
13.Feb.07
  30

was hier am Elko klebt ist die Stichleitung einer Siemens H64

Gruß,
Franz-Josef

Andreas Steinmetz
14.Feb.07
  31

Liebe Kollegen,

na dann mache ich das mal...

Schon vor dem Grundig 5040W/3D war es meistens nicht nötig, gleich eine Hochantenne zum AM-Ortssenderempfang zu benutzen. Wenn schon sowieso eine eingebaute UKW-Hilfsantenne existiert, warum sollte man dann eigentlich nicht auch dieses Stückchen Draht als Behelfsantenne für AM mitverwenden? Also verband man einfach den AM-Eingang mit dem UKW-Dipol. Aber nicht auf direktem Wege, sondern über die besagte Drossel, damit die UKW-Antenne dadurch nicht belastet wird, quasi nichts davon mitbekommt. Für UKW dient die Drossel also als Entkoppeldrossel, für AM als Koppeldrossel, denn bei den tiefen AM-Frequenzen ist sie kaum ein Hindernis.
Da aber alternativ auch eine AM-Hochantenne anschließbar sein sollte, mußte man die Verbindung zur Drossel abschaltbar machen, denn dann soll die UKW-Hilfsantenne die qualitativ besseren Signale der AM-Hochantenne ja nicht noch mit Störungen versehen. Bei Mitverwendung der UKW-Hilfsantenne für AM muß der Umschaltkontakt in der oberen Position stehen (im Original mit "1" bezeichnet),  ansonsten in der unteren Position ("2"). Dadurch wird gleichzeitig der UKW-Antennenkreis galvanisch geerdet, damit keine elektrostatischen Störungen den UKW-Empfang beeinträchtigen.
Seinerzeit waren derartige Lösungen üblich; sie verschwanden aber mit zunehmender Verbesserung der Ferrit-Antennen. Auch gab es Schaltungsvarianten, bei denen die Ankopplung an eine Mittelanzapfung des UKW-Eingangskreises erfolgte, und hierbei sogar z.T. ohne Drossel, denn (theoretisch) ist der Mittelpunkt ja frei von HF.
Grundig konnte durch seine Lösung eine Mittelanzapfung inclusive Verdrahtung sparen (da war wohl die simple Drossel billiger). Außerdem wurde der Umschalter so konstruiert, daß er sicher vor Fehlbedienung ist. Es muß nur eine Metalllasche auf der Antennenanschlußplatte nach Lösen einer Schraube auf Position 1 oder 2 gebracht werden. Als Position 1 dient dabei die AM-Antennenbuchse selbst, die dann durch die Metalllasche abgedeckt wird. So ist gleichzeitig eine Fehlbedienung ausgeschlossen, denn wenn man eine separate Hochantenne anschließen will, dann muß man zwangsläufig die Lasche von Position "1" entfernen, sonst kann man den Stecker nicht einstecken.

Ist leider lang geworden. Hier sieht man aber mal wieder ganz schön, was alles hinter einer scheinbar so simplen Sache stecken kann...

Andreas

P.S.: Hier sind noch einige Bilder zur Unterstützung des Textes (Dank u.a. an Robert Sarbell).
Aber Achtung! Im zweiten Bild ist die Position 2 nicht richtig gekennzeichnet! Position 2 ist nicht, wie angegeben, die untere Buchse, denn das ist die Erdbuchse, die ja mitbenutzt werden soll, wenn man eine externe Hochantenne verwendet und der Schalter dazu in Position 2 stehen muß. Die richtige Position ist vielmehr der kleine Messingkontakt genau in der Mitte zwischen der oberen und der unteren Buchse. Dieser Messingkontakt ist ebenfalls mit Masse verbunden. Die Metalllasche liegt dann genau waagerecht.

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Thomas Günzel
11.Mar.07
  32 Von Herrn Kamann bekam ich folgende Email bezüglich Post7:

Hallo Herr Günzel,
macht Spaß zu lesen ! Kann es sein, dass Ihre Frage: "Deckt diese Leitung den gesamten UKW_Bereich gleichmäßig ab?" noch nicht beantwortet wurde ?

Viele Grüße

Hans Kamann

Vielleicht kann uns Hans noch kompetent antworten!?

Thomas
Hans M. Knoll
11.Mar.07
  33

Hallo Herr Kaman,

ich meine die Frage ist  ausreichend beantwortet, was die Leitung angeht.

Es ist wie ich meine,  hinreichend darauf verwiesen, dass es eine Leitung ist, die kuerzer als Lampda -viertel solange als Induktivtaet wirkt, bis die Frequenz so weit angestiegen ist, dass die viertel  Wellenlaenge gleiche der Laenge der Stichleitung wird, dort waere die Leitung ein reeller Widerstand, um danach  als reine Kapazitaet zu wirken.

 

 Frage war:  post 7
Stichleitungen sind normalerweise sehr schmalbandig, hängt natürlich von den Verlusten ab!.
Deckt diese Leitung den gesamten UKW_Bereich gleichmäßig ab?

in diesen Post's ist das gezeigt.

post 8  Nachdem es eine Induktivitaet darstellt geht es solange mit Omega,  bis lambda 1/4 linear. (dort war ein Schreibfehler von mir, das Bild aber richtig)

post 9 Der statt einer Stichleitung (die ja wie schon mehrfach gesagt als Induktivitaet wirkt) eine Spule hat.  Wie es bei fast allen Firmen zu sehen ist.
Telefunken hat da dicke Draehte und grosse Spulen
. Werden die verdrueckt stimmt das L nicht mehr.  
Das zeigt eindeutig, es ist auch eine "Spule" und hat damit keine Bandbreite. Lediglich ein XL, das von nahe Null  bei DC,  mit omega bis zur Eigenressonanz  anwaechst.

Die Antenne ist ja nicht das Thema,  noch mein Gebiet, dort wird die Bandbreite relevant.

 Fertig :

gruss Knoll

Ernst Erb
01.Jun.07
  34 Zuerst ein grosses Dankeschön für das Starten und Durchziehen dieser interessanten Reihe an alle Beteiligten. Es hat mich sehr gefreut, dass wir diese Beitragsreihe sogar fast synchron in beiden Sprachen, Deutsch und Englisch führen konnten.

Es gab einige geplante Fortsetzungen und nach einer etwas längeren Pause wird es auch weitergehen. Hier finden Sie die Fortsetzung zu diesem Anfang. Genau habe ich nicht danach gesucht, doch fand ich hier keinen Link.

Auch hat es mich gefreut, dass Herr Born eine weitere Schaltung zur Diskussion stellte und ich habe ihm empfohlen, sich mit anderen Kennern zu einem Team zusammen zu tun, damit wir noch mehr davon erwarten dürfen.
Ernst Erb
13.Sep.15
  35

Hier finden Sie eine Schaltungsanalyse vom 20.4.11 zu Superhet-Transistorradios mit Titel:
Schaltungsanalyse zu Transistorradios, Prinzip Superhet.

 
Hits: 1966     Replies: 3
grundig: 5040W/3D - Response to Andreas Hoppe
Robert Sarbell
12.Oct.06
  1 Dear Andreas,

I apologize for answering in English; however,  in July 2005 I translated the complete Grundig TI 2/54 document - and I also received a great help from Hans Knoll - to fully understand the
Motor tuning structure, function, and service - even to include  "Einstellung der Wanderscheiben-Rutschkupplung" . . . . .

The information is located on page 3, and includes the figures 8 through 11. Figure 8 depicts the technician checking the tension. The instructions state "Bremsmesswert von 320.....350gr.

The complete Grundig T/I document is available in RMorg.

Respectfully,
Robert
NOTE: 
Jürgen Stichling
12.Oct.06
  2 Dear Robert,

Thank you very much for your valuable input. However, you should not answer to a question by opening a new thread. There are three ways to answer:
  1. Send an email to the author of the question
  2. Send an email to a moderator asking for adding it to the original thread
  3. Apply for editor ("Redaktor") rights to be able to put the answer directly to the thread - I recommend to do so!
In this case I copied your answer to the question.

Cheers!
Jürgen
Robert Sarbell
13.Oct.06
  3 Dear Jurgen,

I suppose that I should have sent my posting directly to Andreas, since I did observe that only a moderator was eligible to reply to Andreas's posting.

I hope I was correct to state that the Grundig Technische Informationen 2/54 is available elsewhere in the forums.

Respectfully,
Robert
Jürgen Stichling
13.Oct.06
  4 Dear Robert,

Of course your information is very helpful and appreciated!
You are right, it needs special rights (i.e. "Redaktor" rights) to answer directly to questions raised on the model site.
I would appreciate very much if you would apply for these rights. How to do it you can find in this thread - however only in German.

Respectfully
Jürgen
 
Hits: 2642     Replies: 1
grundig: Grundig 5040W/3D - Federn Motorabstimmung
Andreas Hoppe
11.Oct.06
  1

Sehr geehrte Sammlerkollegen,

ich habe seit einiger Zeit einen Grundig 5040 W/3D. Leider fehlen bei diesem Gerät die sieben Federn für die Motorabstimmung. Die Federn sind an einem Ende an den Isolierstoffhebeln befestigt. Es wäre sehr nett, wenn jemand mir die genauen Maße der entsprechenden Federn mitteilen könnte. Beste Grüße Andreas Hoppe

Jürgen Stichling
12.Oct.06
  2 Dear Andreas,

I apologize for answering in English; however,  in July 2005 I translated the complete Grundig TI 2/54 document - and I also received a great help from Hans Knoll - to fully understand the
Motor tuning structure, function, and service - even to include  "Einstellung der Wanderscheiben-Rutschkupplung" . . . . .

The information is located on page 3, and includes the figures 8 through 11. Figure 8 depicts the technician checking the tension. The instructions state "Bremsmesswert von 320.....350gr.

The complete Grundig T/I document is available in RMorg.

Respectfully,
Robert
 
Hits: 2026     Replies: 1
grundig: 5040W/3D (5040 W/3 D); Motorabstimmung
Werner Riethmüller
16.Mar.06
  1 Wie jeder weiß, hat der Grundig 5040 3D eine Motorabstimmung!
Bei meinem Gerät fehlt jedoch der Ein/Ausschalter für den Motorbetrieb.
Das heißt man kann das Gerät nur manuell bedienen oder man stellt an dem Seilzug innen am Tastenblock auf ein, dann funktioniert der Motor, aber eine Einstellung per Hand ist dann nicht mehr möglich! Der Motor auf UKW läuft dann aber nur auf 2 voreingestellte Sender, die nicht verändert werden können! Kann so etwas sein?
Danke
Werner Riethmüller
Lars Brötje
17.Mar.06
  2 Hallo Herr Riethmüller,

wie Sie sicherlich gesehen haben, gab es die Modelle mit Motorabstimmung anfangs ohne Schalter, siehe http://www.radiomuseum.org/forum/grundig_grundig_5050w3d_der_schalter_macht_den_untersc.html

Im Gegensatz zu Ihrer Beschreibung lässt sich bei diesen Varianten aber das "mechanische Gedächtnis" auch nicht von innen abschalten. 
Wenn Ihr Gerät 
a) die Skala mit der Beschriftung Ein/Aus unter dem Senderwahlknopf und
b) den eigentlichen Ausschalter (angeordnet hinter der Skala am Senderwahlknopf, dort wo der Seilzug endet) besitzt,
fehlt möglicherweise nur der schwarze Bedienhebel, der das Abschalten von vorne ermöglicht.
Der Schalter einschliesslich Bedienhebel ist sehr schön hier zu erkennen (unter "Teil 2"):
http://www.radiomuseum.org/forum/grundig_5050w3d.html

Viele Grüße
Lars Brötje
  
 
Hits: 3314     Replies: 18
grundig: 5040W/3D (5040 W/3 D); Ausschlag der EM85 unbefr
H. P.
19.Jan.06
  1
Hallo Forum,

aus einer Sammlungsauflösung kaufte ich für 40 Euro dieses schöne Gerät, welches auch optisch noch ordentlich was hermacht.
Mittlerweile habe ich mich ein bißchen mehr mit dem Radio beschäftigt. Nach dem Tausch diverser Kondensatoren spielt es schon ganz gut, ich bin aber mit dem Ausschlag der EM85 noch nicht zufrieden. Bei einem starken UKW-Sender erreiche ich nach dem 5M (den habe ich geprüft, wie auch den an der Anode) am Gitter eine Spannung von knapp -2 Volt, davor sind es ungefähr -3 Volt. Das führt etwa zu einem halben Ausschlag der Röhre. Beim gleichen Sender habe ich an den beiden Seiten des Elkos an der EAA91 ca. +12,5 Volt bzw. -12,5 Volt.  Durch ganz minimales Nachgleichen der beiden ZF-Filter habe ich hier in der Summe etwa 5 Volt rauskitzeln können. Sind diese beiden Werte in Ordnung, ich hätte da etwa doppelt soviel erwartet ?

Auf AM ergibt sich das gleiche Bild: die EM schlägt nur ein Drittel aus, hier ist meiner Meinung nach auch zuwenig "Druck auf der Leitung". Wie hoch ist denn die Spannung, die zu einem Vollausschlag der EM85 führt ? 
 
Es wäre nett, wenn jemand den Originalplan hätte, der Wiesmüller-Plan ist nicht so schön lesbar.
 
Gruß & Dank voraus
 
Holger Pflug
Konrad Birkner † 12.08.2014
19.Jan.06
  2 Hallo Herr Pflug

Das liegt nicht am "Wiesmüller-Plan", sondern an der Bedienung Ihres Computers:
Aufrufen, Vergrößern, Drucken. Besser werden Sie es kaum vom Papier sehen können.

Viel Erfolg
KoBi
Ernst Erb
20.Jan.06
  3 Die Pläne sind bei ID 12tausend, also sehr früh angelegt. Trotzdem: Sie sind auf 400 % vergrösserbar ohne dass man Pixels sieht und jeder Wert und jede Angabe ist sehr gut lesbar. Ich weiss nicht, wie man eine solche Qualität eines Kollegen, der mehr als 12tausend Schaltpläne hochgeladen hat, "schlecht" machen kann. Möglicherweise handelt es sich um andere Punkte, dann ist das auch anders zu schreiben. Man sollte grundsätzlich ein Problem zeurst einmal bei sich suchen, meine ich.
Karl-Heinz Bradtmöller
20.Jan.06
  4 Hallo Herr Pflug,
schauen Sie mal unter einem Gerät nach, das auch eine solche Röhre aufweist.
Dann kann verglichen werden.
Der WU1052 hat m.W. eine EM11, also nicht direkt vergleichbar, trotzdem einen ähnlichen Fehler,
wie Sie ihn beschrieben hatten, sprich, die Leuchtsegmente gehen nicht bis Vollanschlag.
Bei meinem Gerät ist das erklärlich dadurch, daß ich früher als Lausbub einmal mit einem Hufeisenmagneten an der Röhre herumgespielt hatte. Dadurch muß sich etwas an der Röhre selbst verstellt haben.


Herzlichst,
Ihr K.-H. B.

Attachments

H. P.
20.Jan.06
  5 Hallo zusammen,

es war keinesfalls meine Absicht, hier irgendwen oder irgendwas schlecht zu machen. Die Pläne sind auch lesbar, soweit es die Anzeige auf dem Monitor angeht, wenn ich sie allerdings auf A4 drucke, werden sie pixelig und irgendwie verschwommen. Leider bin ich gezwungen, sie zu drucken, da mein Rechner eine Etage tiefer steht als meine Bastelbude, schon aus Störungsgründen...!
Diese Schwierigkeiten habe ich bei manchen Plänen, bei anderen nicht. Auch im Druck völlig problemlos lesbar und aus der selben Quelle stammend sind bspw. der Plan zum AEG 3074WD oder der Plan zum Graetz 177W von Herrn Dehne.

Mein Problem war aber ein anderes.

Gruß
Holger Pflug



Karl-Heinz Bradtmöller
20.Jan.06
  6 Hallo Herr Pflug,
also Thema:
wie sehen die Spannungsverhältnisse an der besagten Anzeigeröhre aus, um Vollausschlag zu erzielen.

Ich würde einfach mal testen.
Dan die "Außenbeschaltung" des "Patienten" eventuell dahigehend abändern. Mit aller gebotenen Vorsicht, versteht sich.

Herzlichst,
Ihr K.-H. B.
H. P.
20.Jan.06
  7 Hallo Herr Bradtmöller,

ist denn die Spannung an dem Elko der EAA91 in Ordnung ? Mir kommt das etwas wenig vor.

HP
Wolfgang Bauer
20.Jan.06
  8 Sg. Herr Pflug,

ohne weitere Messungen wird jeder Rat zum Kaffesudlesen.
Sicher ist die Spannung an der EAA91 zu gering.
Lt. Diagramm sollten erst -14Volt am Gitter der EM85 zur Vollanzeige führen.

Aber:
Wie gut sind Ihre Röhren?
Wie sehen die Spannungen und Ströme an den Röhren vom Eingang bis zur Demodulation aus?
Hinten beim Magischen Auge anzufangen, macht wenig Sinn, wenn vorher schon zu wenig Verstärkung im ZF-Teil vorhanden ist.


Ein ähnliches Problem hatten wir doch auch schon hier ohne endgültige Lösung.
http://www.radiomuseum.org/forum/loewe_opta_4741w_truxa_stereo_problem_mit_der_regelspannu.html



MfG. WB
H. P.
20.Jan.06
  9 Hallo Herr Bauer,

die Röhren hatte ich schon im Vorfeld mit dem Euratele geprüft und auch mal komplett neue eingesetzt, dies blieb erfolglos.

Auch die Spannungen hatte ich bereits gemessen, sie sind von hinten nach vorne wie folgt:

1. Elko 249 Volt
2. Elko 231 Volt
EL12 Anode 224 Volt
EF804 Anode 86 Volt
EF804 G2 65 Volt
EBF80 Anode 226 Volt
EBF80 G2 89 Volt
EF89 (Zf) Anode 224 Volt
EF89 (Zf) G2 66 Volt
ECC82 Anode1 127 Volt (bei AM Betrieb gemessen, alle anderen Spannungen bei FM)
ECC82 Anode2 211 Volt
EF89 (AM-Vorst.) Anode 208 Volt
EF89 (AM-Vorst.) G2 64 V.

Die ECC85 habe ich noch nicht gemessen, weil man da sehr schlecht rankommt. Sonst scheinen mir diese Werte aber vernünftig.

Gruß und Dank vorab
Holger Pflug
Konrad Birkner † 12.08.2014
20.Jan.06
  10 Hallo Herr Pflug,
wenn Sie einen beliebigen Ausschnitt des Plans auf dem Bilschirm vergrössert haben, können Sie genau diesen Ausschnitt auf A4 drucken. Sie müssen nur "aktuelle Ansicht drucken" wählen und Sie können  sich den Plan aus den einzelnen von Ihnen gewählten Ausschnitten zusammensetzen (wer hat schon einen A3 oder gar A2 Drucker / Plotter).
Viel Erfolg dabei!
Wolfgang Bauer
20.Jan.06
  11 Sg. Herr Pflug,

wichtig wären auch die Strommessungen, wie sie am Schaltplan angegeben sind. Aber bitte am "kalten Ende" messen, also vor den Filtern bzw. Widerständen.

MfG. WB
Franz-Josef Haffner
20.Jan.06
  12 hallo Herr Pflug,

Die Dokumente sind inzwischen um den Werksplan ergänzt.

Gruß,
Franz-Josef

H. P.
21.Jan.06
  13 Hallo Herr Haffner,
vielen Dank, mit den Originalplänen komme ich persönlich regelmäßig besser klar.

Hallo Herr Bauer,
ich habe mir folgendes Teil gebastelt:



Damit möchte ich die von Ihnen empfohlenen Strommessungen machen. Ich habe das jetzt mal bei der EF89 in der Zf-Stufe eingesetzt und dabei den Effekt provoziert, daß das ganze Gerät heftig unerwünschte Schwingungen erzeugt, die als Kreischen und Quietschen im LS wiedergegeben werden, was ja eigentlich auch kein Wunder ist.

Frage: Sind Strommessungen unter diesen Bedingungen statthaft, wenn ich jetzt einen der roten Drähte ablöte und dann das Meßgerät noch dazwischen hänge ? Ich habe das noch nie gamcht, habe also gar keine Erfahrungen damit.

Gruß
Holger Pflug


Wolfgang Bauer
21.Jan.06
  14 Sg. Herr Pflug,
nein, so geht das nicht. Da muß es wild schwingen.

Wie ich schon im Post 11 geschrieben habe, sind solche Messungen dort vorzunehmen, wo Sie die reine Gleichspannung haben.
In einem Stromkreis ist es ja egal, an welchem Punkt Sie den Strom messen. Ob vor oder nach einem Bauteil in einem geschlossenen Kreis. Nur müssen solche Messungen am "Kalten Ende" des Kreises gemacht werden, wo es zu keinen Störungen des Messvorganges kommen kann.
Ich habe Ihnen 4 solche Punkte markiert.
An diesen Stellen den Stromkreis unterbrechen und das Amperemeter dazwischenschalten.

MfG. WB

H. P.
23.Jan.06
  15 Hallo Herr Bauer,

dank Ihrer Erklärung weiß ich jetzt, was mit "kaltes Ende" gemeint ist.
Ich habe also die Schaltung an den entsprechenden Stellen aufgetrennt und nachgemessen.

Zunächst die Zf-EF89. Da hatte ich an der Zuführung zum G2 2,5mA statt 2,9mA im Plan. An der Zuführung zur Anode ergaben sich 7mA statt der 9mA im Plan.

Dann die EBF80. Hier waren es an der Zuführung zum G2 1,22mA statt 1,6 mA. An der Zuführung zur Anode ergaben sich 3,55mA statt 4,4mA.

Darf ich aus Ihrer Auswahl der Meßpunkte schließen, daß Sie die Zf-Stufen in Verdacht haben ? Ich hatte das auch schon vermutet, da die Erscheinung ja bei AM udn UKW gleichermaßen auftritt. 

Ich habe noch eine weitere Spannung nachgemessen, die mir allerdings komisch vorkommt. Im Grundig-Plan ist eine Spannung für die Katode1 der ECC82 mit 12V angegeben, die aber nur 6,7 bis 6,9 Volt erreicht. Diese Röhre ist aber ja nur bei AM in Betrieb. Hilft das irgendwas ?

Gruß & Dank

Holger Pflug 


Wolfgang Bauer
23.Jan.06
  16 Nach Ihren Messungen sind alle Werte etwas zu klein.
Es ist schon die Betriebsspannung um 10% zu nieder.
Mein Vorschlag, zuerst einmal den Brückengleichrichter B250C140 gegen 4 x 1N4007 o.Ä. austauschen. (Wenn dann die Spannung am Ladeelko mehr als 275 Volt sein sollte, müssen wir später einen Widerstand in den Kreis einbauen. Spielt aber jetzt keine Rolle.
Dann nochmals alle Messungen machen - dann sehen wir weiter.

WB
H. P.
23.Jan.06
  17 Hallo Herr Bauer,

ich verwende da immer Si-Brückengleichrichter des Typs KBU8K. Zugegeben, etwas mit Kanonen auf Spatzen geschossen, aber doch sicher auch OK ?
Ich melde mich wieder, wenn ich den drin habe.

H. Pflug
H. P.
24.Jan.06
  18 Hallo Herr Bauer,

habe also eben den KBU8K eingebaut. Damit erreichte ich am ersten Elkos zunächst deutlich zuviel an Spannung, daher habe ich jetzt noch einen 150Ohm/5Watt in die Plusleitung gebracht. Damit komme ich jetzt auf 278 statt 275 Volt im Plan.

Alleine: an dem zuvor beschriebenen Problem ändert sich nichts. Zwar gehen die Segmente der EM jetzt etwas weiter zusammen, dies entspricht aber der Spannungszunahme, leider nicht mehr.

Gruß
Holger Pflug
Wolfgang Bauer
10.Feb.06
  19 Nachdem ich mit Herrn Pflug per Mail (damit dieser Beitrag nicht zu lange wird) die ZF des Gerätes mit Meßsender richtig abgestimmt hatte, war trotzdem nur eine geringe Verbesserung der Anzeige des Magischen Auges feststellbar.
Messungen in der ZF ergaben Spannungsmäßig keine Unregelmäßigkeiten.
Wir haben dann den Kompensationswiderstand 2MOhm in der Ansteuerung der EM85 abgeschlossen. Dieser Widerstand geht zum Gitter 2 der EF89.
Die Anzeige funktioniert jetzt perfekt aber das kann nicht die Lösung des Problemes sein.

Meine Bitte an einen Besitzer eines funktionierenden Grundig 5040W/3D.
Wie hoch ist die Spannung am Ratioelko bei einem starken Ortssender?

Mit bestem Dank voraus
WB
 
Hits: 2901     Replies: 7
grundig: UKW Bandwidth expansion - 5040W/3D
Robert Sarbell
25.Jun.05
  1 Dear Colleagues,

After some research into the UKW (FM) bandwidth, I am perplexed as to how difficult it might be to slightly "increase" the 100Mhz (or 104 Mhz) within the European radios to avoid the use of an add-on FM converter or FM expander.

While stationed in Japan from August 1965 until August 1968, in order to receive the Japanese FM stations on US made radios, there were small FM converters sold which covered the 76 - 90 Mhz range, and had circuitry to produce the IF 89Mhz (+/-500khz). The unit was powered by 6 UM-2 (1.5v D-size batteries) and used three transistors. Power consumption was 1VA.

I realize the above explanation relates to a decrease in the FM bandwidth - my question relates to a slight increase.

Would the additional modifications to the present circuits be sufficiently difficult to increase the FM reception range by 1 or 2 Mh??

Respectfully,
Robert

Henning Oelkers
25.Jun.05
  2 Dear Robert,

I hope i understand Your Question correctly. If You want to hear Your favorite Station at i.e. 102 MHz, while the Radio only works between 87 and 100 Mhz there are two ways, worth a try.

Our Favorite Station Classic Radio is at 101.3. On Grundig Musikgerät 1099, Nordmende Elektra
( 1959 ) and Loewe Opta Planet , all only 87 - 100 Mhz, i made the Alignment as follow:

I set the Radio to 100 MHz, and tuned the Oszillator to recieve 101,3. then i tuned the
other CAP for maximum Sensitivity.

This works fine for my 3 Radios, and the Reception was good on the whole FM scale, but it was impossible to tune to Stations below 88,5 Mhz ( this is, because the whole scale is shifted. )

I would expect, that the limit of variation is about 2 Mhz, so if Your favorit Station is at 107.5 this won't help.

The other Way is, to realign the whole FM Tuner. You will need to realign the Coils and the Caps. The Question is, what the limit of variation is, and if it is possible at all. The other question is, what the Sensitivity looks like across the whole FM Range. You only can align 2 points, low end with coils, high end with caps. whats in between is taken care of when the circuit is designed, and will only be valid, for the original Frequecy Range.

If You want to try the first way, i can try to give You instructions, how to do, step by step.

Best Regards,

Henning Oelkrs, Berlin, Germany
Robert Sarbell
26.Jun.05
  3 Dear Henning,

Thank you so very much for your prompt response. Essentially the "shift" of frequencies will be completely adequate, since 2 of the local stations transmit mostly excellent Diversified and Classical selections (with some public service announcements) respectively on 89.3 and 90.1 - but some very nice Top 40, Jazz, and Golden Oldies are transmitted on 100.5, 100.7, and 101.5. . . . .

For another excellent Jazz station (on 107.5), I will be content to enjoy those offerings on the Grundig 5490St/U. . . . .the export model with full 88-108Mhz.

My overriding doubts concerned the tolerances normally expected on the 100Mhz side of the band. I had presumed the typical maximum to be less than 1.0 Mhz.

I recently finished repairs on a Saba 300 Automatic 9T (US export model), and realized that the band could be shifted slightly; however, the shifting was from within the middle frequencies and they were off not much more than 1 or 1.5 Mhz.

I shall try the procedures first on the Nordmende Othello, and the Imperial 6024W . If I have no problems, then I will "shift" them up on the Grundig 5295 with the Wunschklang register.

Mit Freundlichen Grüße,
Robert
Robert Sarbell
26.Jun.05
  4 Liebe Henning,

I have received 3 email requests - from 2 US members and 1 other Bavarian radio enthusiasts to PLEASE ask Herr Oelkers to provide a detailed step for the "FM shift" technique. Radio models they identified were Graetz, Nordmende, Philips, and of course, the popular Grundigs.

One gentleman was hoping to hear some words from Herr Knoll, but I assured him it would be a very minor task. He has a nice Telefunken Opus 55, and believes the procedure would be wonderful if he could receive the Classics 101.5 station

Thank you so very much,
Robert
Rolf Zetterberg
26.Jun.05
  5 I've done this to lots of valve radios since there is a Swedish transmitter slightly above 101 MHz that people wants to hear,and I have never run into ny problems as long as the frequency shift is as small as this.Only when it comes to maybe 3-4 MHz or more,could it be difficult with the trimmers.It's quite simple really,once you've tried it.Henning Oelkers explanation of how to do it is correct.Coils for the low end and trimmers for the high end.
Henning Oelkers
27.Jun.05
  6 Dear Robert,

my Step by Step Procedure is as follows:

1. Find out, which Cap Trimmer is for the Oszillator, and which for "Vorkreis" ( 1. circuit ).
    - Tune to a Station near to 100 Mhz.
    - Put a little piece of Tape on the Dial Glass, and make a mark.
    - Put a second mark (i. e. 1,5 Mhz) below this mark. This is, where the given Station is to
      be heard after the Procedure.
    - Put little Marks at the Caps with Felt Tip Pen, to notify the beginning.
   - turn the Oszillator Cap Trimmer slightly, the station will go away. If you can tune in
      the  Station with the normal Tuning knob, then it was the right Cap Trimmer. If You find
     the Station moved nearer to the second Mark, then You turned the correct direction.
2. Go on trimming and tuning in little steps, until You reach the second Mark. If Your set is Equipped with 180 Deg Ceramic Trimmers, note that they have no turning limit, and after reaching minimum Capacity, they go again to maximum  
3. To observe maximum Sensitivity across the whole UKW Scale, You schould tune to a Station
    in the 97 Mhz area, and tune the other Cap Trimmer for maximum Sensitivity.
 
4. Check the Tuning Results across the Whole UKW Scale. Depending of the Design of the Circuit, it may be difficult or impossible to reach the full Sensitivity.


If You are not shure, which trimmer is which one, it would be needed, to have the Exact Model in RM, Circiut Diagram, and a detailed Picture of the UKW Unit.

Please remember: Observe always Your personel Safety Precautions. 

Hope this will Help You ( and Your Colleagues ).

If You like or need Instructions for a Specific Model, please POST from the Model Page.

Best Regards,

Henning Oelkers,

Berlin 
Robert Sarbell
27.Jun.05
  7 Dear Henning,

I hope the gentlemen who inquired of the specifics are viewing your specific instructions............I personally like the idea of a separate converter that uses a dedicated IF of approximately 99Mhz; and then the target receiver is left completely unmodified, and the tuning on the "converter" allows the full range from 100Mhz all the way up to 108Mhz.

Those converters were generally available only in isolated locations; and are extremely rare.

My ISP (Earthlink.net) has been having intermittent and sporadic problems on some Web based services today, and I am unable to access my WebMail.

I am sure there will be some appreciative readers.

Once again, thank you for the detailed instructions.

Viele Grüße,
Robert
Frank Nicholaisen
01.Jul.05
  8 There is an even better and simpler solution than making a converter with a fixed IF: Mix the antenna signal with a fixed 10MHz crystal oscillator, using a high quality double balanced mixer, like a SRA-1 or similar. A simple fixed tuned preselector filter with two tuned circuits, stagger tuned to cover 100-108 MHz, is added ahead of the mixer 'black box'.

Without this circuit the radios receives 88-100MHz as usual. With it the radios tune 98-110MHz. The only downside is that the sensitivity will drop by a factor of 10 or thereabouts. If one is driving the fixed converter from a domestic cable network, then this should be less of an issue. Alternatively a simple preamplifier could be added, but this will be more problematic to build properly for persons with less experience in VHF circuitry.

I intend to build one of these, as I already have the needed parts in the junk box.

Hope this helps a bit.

Frank.
 
Hits: 2156     Replies: 0
grundig: 5040W/3D (5040 W-3D);
Andreas Steinmetz
09.Jun.05
  1 Literaturhinweis: Unter
http://www.radiomuseum.org/forum/additive_mischschaltungen_in_den_am_wellenbereichen.html
finden Sie ausführliche Informationen zum Thema Additive Mischung in den AM-Bereichen.
 
Hits: 1574     Replies: 0
grundig: Grundig Motorabstimmung bei: 5040W-3D
Hans M. Knoll
21.May.04
  1

Unter: http://www.radiomuseum.org/dsp_forum_post.cfm?thread_id=25496

habe ich eine erweiterte Version , mit grosser Auflösung,eingestellt.

 

Hans M. Knoll  

 
Hits: 6472     Replies: 15
Grundig Motor Tuning for type 5040W-3D
Robert Sarbell
15.Jul.04
  1 Herr Knoll,
I have recently bought the model 5040W3D from ebaY seller in the US. I have copied the 4 sheets of Technical Information you referred to in your forum post. Do you, or any other radiomuseum member know if the information was translated into English. I believe I have seen a reference for an export model as Grundig 5040W/3D "Ausfuhrung B" . . .

I am beginning the complete restoration of this impressive model, and would be most appreciative of any technical hints. I have performed some service (in 1976-1978) on the "signal sensing tuners" employed in the US automobile radios of the mid-1950s. . . .with the "Wonder Bar" tuning. Is the Grundig system quite similar with an unlatching and locking (stop) mode dependent upon signal strength?

Thank you so much
Respectfully,
Robert
 

I only changed the language flag (Ernest). You can delete my text by editing and your name will be there as editor.
Hans M. Knoll
16.Jul.04
  2  

Hello Robert, Your question was:

 Do you, or any other radiomuseum member know if the information was translated into English.

My answer is:

I think, but I am not sure, this technical information is not translate to english.

I believe I have seen a reference for an export model as Grundig 5040W/3D "Ausfuhrung B" . . .
That's possible, but I don't now!

 I have only a' information and a' question in the past Years from Great Britain,  some on  looks for Infos to this 5040W 3D "GB" or "U" ( U means USA) 
I am beginning the complete restoration of this impressive model, and would be most appreciative of any technical hints.

Don't stopp! 

I have performed some service (in 1976-1978) on the "signal sensing tuners" employed in the US automobile radios of the mid-1950s. . . .with the "Wonder Bar" tuning.

 Is the Grundig system quite similar with an unlatching and locking (stop) mode dependent upon signal strength?

No, this is not a searching Type, like SABA from the late fivties or sixties , and not like a Car -Radio  with automatic searching and store, its only a' memory like "favorite - or last - Station - Memory". 

Some US Table models for Medium - Wave used this Feature in the fivties.

 

Well I am happy that I can give a small Information.

Regards from Hans M. Knoll

 

Robert Sarbell
17.Jul.04
  3 Greetings Hans,
Thank you so much for your informative replies. . .I understand how the tuning motor causes the tuning capacitor and dial pointer to travel from right to left (and left to right). I believe the reversing feature activates as the tuning capacitor reaches full open or full closed. Am I thinking correctly??

I suppose the user must activate the EIN-AUS lever to select the desired station as it slowly passes by, since the motor stops VERY abruptly as the lever is moved to AUS.

I will take several digital photos as the restoration progresses, and post them in a specific site (if that is acceptable to the staff and members).

Again, thank you for your help.

Hans M. Knoll
18.Jul.04
  4

Hallo Robert, here my statement to your questions!

Some off your questions was:

I understand how the tuning motor causes the tuning capacitor and dial pointer to

travel from right to left (and left to right).  I believe the reversing feature activates as the tuning capacitor reaches full open or full closed. Am I thinking correctly??   I am sorry, no!

I will give you a example, 

"A"  Given is, the Set comes as new from the factory.  In the MW1 Memory is loaded  = 600kcs.  on MW2 Memo is loaded = 1500kcs. On FM1 Memo is loaded = 90Mcs And on FM2 is loaded 100Mcs.
When the lever: "Motor- Abstimmung"  is in "off position, the unit works like a simple Radio -set. 

"B"  At next we  suppose,  The automatic is always "off"  you have tuned by hand first, on  MW1 range  to 900kcs, on then MW2 to 1200kcs, and also on FM1 to 95 Mcs and at least, on FM2 to 97Mcs. The automatic is always "off" .     If you chance the Band -buttons  now,  from FM2 to MW2, or FM1 and  at next to MW1  the Unit toes nothing.  The Pointer is fixed mechanical on the last given position of 97Mcs.   

In this moment,  when you switch on the  lever: "Motor- Abstimmung",  the unit tuned by using the Motor to 600kcs when you have selected MW1, on MW2 to 1500kcs, on FM1 to 90Mcs and on FM2 to 100Mcs .  this are the factory loaded frequencies.

The reason is, this positions are programmed on Factory in the Memory.  see "A"

"C"  And now

If you tune the Set by hand, and to not switch the lever: "Motor- Abstimmung"  in "off" position, any of your  information, made  from you   goes now in the memory. I have called before < last station memory> mostly used for the favourite Station.

This process always repeat if you not switch "off " the lever: "Motor-Abstimmung". 

"D"  or

If you tune and  have switch, before,   the lever: "Motor- Abstimmung"  in "off" position, ( the standard for receives far Stations)  this information goes not in the memory.  And now, when you switch "on" the lever: "Motor- Abstimmung,   your last (favourite)  station comes back. 

O.K.?

You:

I suppose the user must activate the EIN-AUS lever to select the desired station as it slowly passes by, since the motor stops VERY abruptly as the lever is moved to AUS.

No, is not correct!   During the Motor  move the Pointer, the Sound is "off".

And Moving the Lever, during the Motor is in action, the Memory ( rotate connectors) was killed!!   Very bad thing!

O.K. Robert, I think its enough for the moment . It is very hard for me, to write this difficult Processes in English.

Reading   is good,  searching for words, hard!

Best regards from Hans, in Franconia near Nuremberg

 

 

Robert Sarbell
18.Jul.04
  5 Greetings Hans,
Thank you so much for the detailed explanation of the system operation.

I hope I have not added to my restoration efforts by observing the motor operation by activating the lever. One last question, (and I hope I ahve not caused irrepairable damage) :

Since I removed the chassis from the cabinet, the cotton dial string has been disconnected from the tuning capacitor spool and axial shaft that controls the "preset" stops has not been turning at all.

I am waiting to receive the correct type of cord to restring the dial portion.

Am also searching to find a replacement dial glass.

Thank you again for your patience and efforts to explain the function of the system to me. I typed the entire first page of the Technische Informationen 2/54, and used a Babelfish translation software (for German too English). . . .it helped me some. But it is NOTHING compared to your explanation. The audio muting feature, during motor operation, is quite noteworthy.

Respectfully,
Robert
Hans M. Knoll
18.Jul.04
  6 Hello Robert, 

And Moving the Lever, during the Motor is in action, the Memory ( rotate connectors) was killed!!   Very bad thing!

This warning is important, if you due this more then 4 to 5 times.

You can check this by eyes on the rotated  discs on top from the tuning. Condenser. If you see little burns in the Silver surface, you can polish this with 

 "never Dull"  you now? ;-)   motorcyclist  can give you information!

O.K. so on  Hans

 

 

 

 

 

 

Robert Sarbell
12.Sep.04
  7 Hans,
I finished restringing the variable condensor drive wheel and the moving disks aggregate drive wheel yesterday after a few hours (with the help of curved threading tool I implemented). The thickness of the Perlonseil material used to connect the drehkondensator antriebsrad to the achse and then to the zeiger was not identified, and I used some of the "dial string" sold by some US antique radio supplies sellers. The "substitute material" was totally inadequate, I believe mainly because it is too thick (ca. 0,8mm) and it began fraying after many travels up and down the dial scale. I am aware that placement of the drive wheels is critical for proper operation of the radio.

I am sure that I must use the most nearly correct material since the moving disks aggregate drive wheel moves into and out-of the comb of the selector assembly, and the steel cable may ride over the top of the perlonseil rope

Do you, or any radiomuseum members know if the "Perlon-faden" thread manufactured by Knorr is a proper substitute for the Original Perlonseil material?

Respectfully,
Robert

Robert Sarbell
13.Sep.04
  8 Herr Knoll,
Thank you so VERY much for your assistance and offering of the issue to members of the forum to determine any additional technical repair instructions relating to these models.

Also many thanks for the technical expertise re: FM theory, circuitry, and design for adaptation into the early receivers and in later production models!!

Respectfully,
Robert
Hans M. Knoll
13.Sep.04
  9

Hello Robert,
first thank you for the Praise abaut the FM Story.

Here in bring you a good and big Information to the Seilzug on 5040W.
Have you the right Rope on the right place?


And next, give mee your Postage Adress in US.
Via my E-mail adress ( seeing on RM.org)

I will send to you two differend Dimension off Perlonseil, each 2 meters long. 
This 2 meters   gives 3 pices off  Rope in the 5040.
 
O.K. ?

Regards from Hans near  Nuernberg

Additional: Tue. 09.14.04
Perlonseil (635 mm)
Kurzes Stahlseil (418 mm)
langes Stahlseil (985 mm) 


Drehko-Antriebsrad bis zum Rechtsanschlag drehen (Seileinführungsschlitz steht links). Perlonseil einfädeln in Drehko-Antriebsrad (1). Einlegen in dritte Rille von vorne, nach rechts herumführen und zweimal im Rechtswickelsinn um Antriebswelle führen.
Danach  Drehko-Antriebsrad  bis Linksanschlag drehen.  Perlonseil  wird dabei  aufgewickelt.

Kurzes Stahlseil in Drehko-Antriebsrad einhängen (2), Dann Aggregat-Antriebsrad ( Memory) ganz eindrehen (Rechtsanschlag) cklockwise, danach 6 Umdrehungen nach links (counter clockwise) drehen. Sodann kurzes Stahlsei! hinten in Aggregat-Antriebsrad einhängen, in den Schlitz führen und Aggregat-Antriebsrad soweit nach rechts drehen (ca. 3'/2 Umdrehungen) bis Seil aufgewickelt ist.
Darauf achten, dass   Verbindungsstahlseil zwischen Aggregat-Antriebsrad und Drehko-Antriebsrad ( important)  genau senkrecht steht.


Langes Stahlseil vorn in Aggregat-Antriebsrad einhängen (3). 1/2  Umdrehung rechts herum in die erste Nute führen.
Ueber grosse Skalen-Seilrolle (links) führen und m Feder des Perlonseiles einhängen. (Perlonseil wurde von Antriebswelle über beide kleine Skalen-Seilrollen geführt).
Stahlseil einmal um mittleren Steg des Zeiger-Oberteils schlingen.
 
Zeiger-Eichung:
Der Zeiger muss  senkrecht stehen und in der Endstellung rechts auf 1 der Ziffer "510 Kc"   stehen.

Greadings Hans

Attachments

Robert Sarbell
14.Sep.04
  10 Guten Tag Herr Knoll,
Thank you again. I have been confused about the Anfangstellung of the wanderscheiben aggregat antriebsrad. The Abb. 12 on TI 2/54 makes the schnurlaufrad appear to be fully screwed into the elektrischen gedächtniss. . . .also confusing me is Abb. 1 mit Abb. 12


I send you my mailing address as you requested, and try again. I believe I will succeed.

Respectfully,
Robert
Hans M. Knoll
14.Sep.04
  11 Hello Robert, please read Post 9 again!

greadings , Hans  
Robert Sarbell
14.Sep.04
  12 Herr Knoll,
Vielen danke. . .this information is exactly what I was expecting. Please accept my apology for not stating more clearly my problem. You have made the Instruction VERY "klar".

Respectfully,
Robert
PS: I hope to enjoy my 5040 very much, MANY thanks to you!!
Hans M. Knoll
15.Sep.04
  13

Hello Robert,

its fine, when i have see the right things.

please: there is no Problem between  your 5040 , you in person and mee!

Many yeahrs i read betwenn the lines off , us english, italien english and  a long time in japanese english. 
I can read technical english probable good, but write ? hm :-(  
I am so happy, if i can help anybody with my know how!

Tomorrow  i send two Types of rope to Mr John. They will send it with the other Components off GRUNDIG to you.

i think, the black/ white is the right one. Please try.


O.K. read your netxt letters gladly,

Hans from Frankonia

Robert Sarbell
15.Sep.04
  14 Herr Knoll,
You are too kind to me. I shall remember your sage advise and counsel in the same manner that I do for my 10th, 11th, and 12 grade mathematics, physics, and geometry teacher Mr Leland Kirst (a Swiss German gentleman) who instilled in his students a true Love of Learning.

Since graduation in 1958, I frequently recall mathematical and scientific principles he instilled in me. He explained that it was a true gift for those individuals who could detect "errors of omission", i.e., "seeing what you don't see" in an explanation or illustration.

Reference the perlonseil. . .the 2 pieces that I removed appeared to be "black and gray-green" (which may have originally been white and turned quite dark from age and dust/moisture over the nearly 50 years)
After thorough cleaning in hot soapy water and drying properly, the original colors are a white central core with 4 small black threads woven or braided around the core. Fibers are extremely fine as described in the original German technical article of these man-made fibers.

Respectfully,
Robert

PS: I wish to add my grateful appreciation to Mr Ernest Erb for his kind review and edit in Post 1 of this forum.
James Miller
13.Jul.17
  15

I found this old forum which discussed the motor tuning and decided to add my question here.

I am also restoring my Grundig 5040W3D, which I began several years ago, and also have a question about the motor tuning. I notice that the motor turns off when a memorized position is reached, but then the flywheel on the tuning knob continues to rotate briefly due to inertia.  This causes the tuning to go beyond the memorized position. Is this normal?  It seems that there needs to be some mechanism to stop the tuning instantly when the memorized position is reached.  Is there an adjustment, or perhaps it is missing a part?

Thank you.

 

James Miller

James Miller
13.Jul.17
  16

My post can be disregarded. I now see the problem.  Traveling discs were not aligned properly.  The braking is accomplished by the motor reversing direction briefly when the memorized position is reached. A very ingenious mechanism.  

Best regards,

James

 
Hits: 5053     Replies: 0
grundig: 5040W3D;
Hans M. Knoll
19.Jun.03
  1 Beschreibung der Motor- Abstimmung der Grundig-Serie 1954, mit 4040W/3D, 5040W/3D, 5050W/3D

Attachments

 
Grundig Radio-: 5040W/3D
End of forum contributions about this model

  
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