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Mischung und Frequenzumsetzung

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Papers » Principles of schematics etc. » Mischung und Frequenzumsetzung
           
Ernst Erb
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26.Aug.15 19:18
 
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Um das Aufkommen von Superhets zu verstehen, muss man die Techniken davor kennen und deren Grenzen. Eigentlich ist es ja ein Umweg, dass man in einem Empfänger noch eine Art Sendestufe einbaut und deren Signal in besonderer Weise zur Empfangsfrequenz mischt, um nur das Differenzsignal weiter zu verarbeiten.

Kürzlich wollte ich mich vergewissern, dass wir über die beiden üblichen Formen der Mischung mit Diskreten Bauteilen auch voll informiert haben. Später könnte das schwierig werden, denn die praktischen Entwickler von solchen Schaltungen mit Röhrentechnik oder Transistoren (nicht ICs) werden in naher Zukunft verstummen. Nur sie mussten kämpfen, um besonders für UKW gute Lösungen zu finden, die auch über längere Zeiten stabil und wartbar sind.

Dazu fand ich den Beitrag Schaltungsanalyse zu Transistorradios, Prinzip Superhet vom 20.4.11 mit zahlreichen weiterführenden Links. Keine schlechte Grundlage, dachte ich, doch die Gesamtschau: Gründe dazu, Geschichtliches, Theorie und Praxis ist nicht in einem Ganzen erklärt.

So fragte ich Hans M. Knoll als ehem. langjähriger Entwicklungsingenieur bei Grundig für die Praxis und Dietmar Rudolph als erem. Professor für HF, ob sie gemeinsam ein Projekt zum Thema Mischung und Frequenzumsetzung realisieren möchten. Zu des Lesers Glück sagten sie zu.

In der Folge finden Sie zuerst etwas über die Geschichte, gefolgt vom Beitrag "Mischung und Frequenzumsetzung: Theorie" durch Dietmar Rudolph und anschliessend vom Praktiker Hans M. Knoll der Teil "Technik der Mischung".

Inhaltsverzeichnis mit Anker, um auf die Teile zu springen

Dietmar Rudolph
Mischung und Frequenzumsetzung: Theorie
Die Mischung im AM-Superhet mit Röhren

Hans M. Knoll
Technik der Mischung im Rundfunkempfänger
Die Mischstufen im UKW-Superhet  mit Röhren

Hans M. Knoll
Halbleiterbestückte  AM-Mischstufen in Rundfunkempfängern.

Hans M. Knoll
Halbleiterbestückte  FM-Mischstufen in Rundfunkempfängern.

Dietmar Rudolph
Mischer für Digitale Übertragungs-Systeme


Warum entsteht das Schaltungskonzept Superhet?

Schon mit früheren Mitteln als der Triode kann man mit Detektoren (Röhre von Fleming), Festkörper-Dioden etc. AM-Demodulation bewirken. Seit der Triode von Lee de Forest ist die AM Demodulation eine einfache und wirkungsvolle Sache (Audion), besonders wenn man noch rückkoppelt. Auch lässt sich die HF und das Nutzsignal (NF) durch "repetitive Verstärkung" mit weiteren Röhrenstufen oder Reflexschaltung verstärken, so dass relativ leistungsfähige Empfänger entstehen.

Das Patent für die Triode meldete de Forest am 25. Okober 1906 an mit dem Titel: "Device for amplifying feeble electrical currents". Also "Verstärkung von schwachen elektrischen Strömen", doch beansprucht hatte er das nur als Empfängerschaltung des Audions, also konnte von Lieben (Anmeldung Dezember 2010) das für NF-Ströme ausnutzen.

Zu Beginn verwendete man vor allem Langwellen und Längstwellen, doch sobald man höhere Frequenzen verstärken wollte, stellten sich die Röhrenkapazitäten in den Weg und die Verstärkungswirkung schwand immer mehr. Zudem stellte es sich als schwierig heraus, die verschiedenen HF-Stufen auf einen sauberen Gleichlauf zu bringen. Das dritte Problem, nämlich die mangelnde Steilheit der zu erzielenden Resonanzkurven, kam erst mit dem Aufkommen von mehr Sendern im näheren Frequenzbereich zum Vorschein - als Wellensalat.

So entstanden einige Jahre vor dem Aufkommen des Rundfunks neue Gedanken, wie man diese Probleme vermeiden könnte.

Martin Bösch hat die Notwendigkeit für die Lösung des dritten Problems treffend so beschrieben:

"Rudolf J. Ritter schreibt in "die Empfangsgeräte" zur Entwicklung der militärischen Empfänger in der Schweiz hierzu:
Als im 1. Weltkrieg die Westfront im Grabenkrieg erstarrt war, entstand eine solche Massierung von Tonfunkensendern, dass ihr breites Spektrum das ganze militärisch genutzte Band zustopfte. Detektor- und Audionempfänger waren dieser ersten "Verseuchung des Aethers" in der Geschichte der drahtlosen Nachrichtentechnik nicht gewachsen. Das US Signal Corps eröffnete deshalb mit dem Kriegseintritt der Vereinigten Staaten 1917 in Paris ein Laboratorium, wo E.H.Armstrong dem Empfängerproblem zu Leibe rückte. Er setzte die vom Franzosen Lévy 1917 patentierte Idee des Überlagerungsempfängers (Fussnote 1) in ein feldtüchtiges Gerät um. Das empfangene Signal wurde im "ersten Detektor" mit HIlfe des lokal erzeugten  "Ueberlagerungssignals" in der Frequenz auf die Differenz der beiden Signale - die sog. "Zwischenfrequenz" - transponiert und in einem fest abgestimmten, mehrstufigen Verstärker dem Demodulator (nun auch "zweiter Detektor" genannt) zugeführt. Mit dem Supterhet, wie er nun in der Umgangssprache hiess...

Fussnote 1: Fessenden hatte das Prinzip 1905 beschrieben und dafür den Begriff "Heterodyne Reception" geprägt, er verwendete es erstmals 1908 zum Empfang von ungedämpften Telegraphiezeichen."

Der Gedanke war nicht ganz neu: Aus "Radios von gestern" S. 11: Hogan äussert den Gedanken 1913 und Round patentiert die (selbe) Idee am 28.11.13. Auf Seite 51 finden Sie die Zeichnung von Lévy in seinem franz. Patent Nr. 493660 vom 4.8.17, Abb. 7. Von Lévy stammt die Bezeichnung Zwischenfrequenz. E. H. Armstrong besucht Lévy 1917 in seinem Laboratorium und studiert die Schaltung von Lévy. Am 30.12.18 reicht er von Paris aus sein verbessertes patent in den USA ein.

Aus Radios von gestern S. 52: "Während Lévy einen reinen Empfang erzielen will, kommt es Armstrong auf die Selektivität und die grosse und einfache Verstärkungsmöglichkeit einer festen ZF an. In seinem Patent weist Armstrong auch darauf hin, dass nun - indirekt - auch Wellenlängen unter 100 m leicht zu verstärken sind." Heute nennt man das Gleiche "höhere Frequenzen".

Armstrong gilt als "Vater des Superhet-Prinzips", obwohl seine Patentrechte 1929 an den Ansprüchen der Voranmelder unterliegen. Er hatte "eine höhere Reichweite", könnte man sagen. Lévy bringt wohl 1922 seinen ersten Rundfunkempfänger als Superhétérodyne mit weiteren Modellen von 1922 und nennt seine Superhets 1928 Synchrodyne. In den USA bietet Leutz im gleichen Jahr den Super-Heterodyne L an. Konrad Birkner geht hier auf die zuerst sehr niedrig gehaltene ZF-Frequenz ein und erklärt stichwortartig die Vorteile und Beispiele von additiver Mischung und früher mulitplikativen Mischung, z.B. durch den Ultradyne von Lacault. Zudem stellt er verschiedene Lösungen vor.

Es gibt verschiedene Gründe warum kleine Firmen schon in den Anfängen der grossen Rundfunkverbreitung (1924) Superhets offerierten, die grossen Hersteller sich aber erst 1932 und 1933/34 mit Superhet-Rundfunkempfängern zeigten.

Eine Ausnahme ist allerdings der Radiola Superheterodyne AR-812 und seine Nachfolger von 1924. Um Störstrahlungen zu vermeiden arbeitete man mit der zweiten Harmonischen des Oszillators!

Eine Ausnahme bildete Western Digital mit dem Super-Heterodyne 4-A von 1922.

In Deutschland findet man Superhets ab 1924 von Tefag (ex. Berliner, z.B. Super), Huth (Superhuth), DeTeWe (Ultradyn). 1925 kommen Stahlwerk Mark, Mende und weitere Firmen dazu. Ehrenfeld mit Bausatz Ultradyne. In der Schweiz produziert Carma 1925 einen 6-Röhrensuper. In Österreich starten dann Jacobi, Broadcasting Radio-Gesellschaft mit Tropadyne L6 etc., ÖTAG etc.

Besonders in Frankreich hatte man um 1924 mit Raumladegitter-Tetroden viel Erfolg. Es gab eine ganze Reihe von Herstellern, die durch Lévy lizenziert waren.

Die zweite Generation von Superhets der 1930er Jahre

So richtig los ging es aber auch in den USA erst 1933 mit dem Modell 100 mit dem ersten Pentagrid-Converter 6A7, eine Heptode. Eine Heptode gab es im gleichen Jahr in GB als VHT4. Natürlich konnte man schon mit der Raumladegitter-Röhre (bi-grille in Frankreich) mit einem System den Oszillator und Mischer realisieren, doch die kapazitive Kopplung ist gross. Auch Pentoden und Hexoden waren besser mit sep. Oszillator zu betreiben.

Telefunken kam z.B. 1933 mit dem Hexoden-Super Bayreuth 654WK und dem Nauen 330WL etc. Diese Superhets bekamen nicht ohne Grund den Übernamen Pfeifende Johanna. Die Gründe für das Pfeifen sind vom Team Knoll/Rudolph hier anschaulich erklärt.

Die Sache war also noch nicht wirklich reif, weshalb das Team auch vermutet, dass Stassfurt mit dem 5W von 1932 die grossen Firmen in Deutschland überraschte und diese dann rasch auch einen Superhet präsentieren wollten. Sie finden auf dem Modell detaillierte Arbeiten mit guten Bildern von Dietmar Rudolph. Diese Superhets waren den üblichen Geradeaus-Empfängern dann schon in vielen Belangen klar überlegen.

Die ACH1 als Triode-Hexode von 1934 führte schliesslich zu stabilen Verhältnissen und der Superhet konnte sich mit immer besseren Röhren dazu durchsetzen.

Was finden wir in Radios von gestern?

Superhet
Erst ab 1931 befasst man sich in England, 1932 in Deutschland allgemein und ernsthaft mit dem Super-Prinzip für Rundfunkgeräte, entwickelt die notwendigen Röhren dazu und stattet ab 1932/33 die Superhets mit Schwundregelung (engl. AVC) aus.

Die Patentlage in Europa konnte ich nicht ausfindig machen, lediglich von einem ehemals leitenden Philips-Mitarbeiter erfahren, dass Philips keine Royalties entrichten wollte und darum das aufwendige Super-Inductance-System entwickelte, das nichts mit dem Superhet zu tun hat. Das Umgehen von Patenten war auch der Grund für die Entwicklung der Oktode durch Philips.

Beim Super der 30er Jahre sind Aussen- oder Rahmenantennen nicht mehr nötig; ein kurzer Draht genügt. Die Schwundregelung bringt ein Problem: Beim Suchen von Sendern ist die Empfindlichkeit auf das Maximum geregelt; es ertönt lauter Krach. Bei einigen teuren Modellen mit Stummabstimmung unterdrückt der Apparat das statische Rauschen dadurch, dass eine Regelschaltung den Lautsprecher automatisch ausblendet, wenn das Signal einen bestimmten Wert unterschreitet. Weitere Krachtöterschaltungen tauchen auf. Zudem vermindert man Störgeräusche durch elektrische Installationen mit vertikalen Antennen [131]. Ab 1935 ist QAVC bei teueren Superhets üblich. Perfektionierte Empfänger beziehen mit der Vorwärtsregelung (Schwundausgleich mit Vorwärtsregelung) ab 1938 den NF-Teil, z.B. mit der EFM11 oder EL11, in die Regelung mit ein [653915].

In den USA kommt 1933 der Pentagrid-CONVERTER, in Europa die Mischhexode oder -heptode zum Einsatz; Schwundregelung ist üblich. Auf der Grundlage des französischen Mischhexoden-Patentes von 1928 entwickelt Steimel für Telefunken entsprechende Röhren für die Praxis, wobei es einige Jahre dauert, bis er und andere auf das in Europa Standard werdende Prinzip der Mischhexode-Triode kommen und dieses gut funktioniert. Die Heptode mit dem zusätzlichen Bremsgitter vor der Anode und damit höherem Innenwiderstand unterscheidet sich in der Schaltung nicht von der Hexode. Besonders für kurze Wellen sind die Erfahrungen mit diesen Mischröhren schlecht, so dass man in Europa die Oktode zu verwenden beginnt.

Ab 1934 kommt die Oktode als Mischröhre zum Einsatz; die Schwundregelung ist ebenfalls miteinbezogen. Die amerikanische Converter- und die europäische Oktodenschaltung ist dieselbe; die Oktode verfügt über ein zusätzliches Bremsgitter. Beide Systeme benutzen als zweites Gitter eine Überlagereranode in Form zweier Stäbchen ausserhalb des Entladungsweges der eigentlichen Mischröhre. "Die Heptode wird zuerst in den USA eingesetzt, und zwar als gewöhnliche Mischheptode bzw. Pentagrid-MIXER", heisst es in [219]. Meiner Ansicht nach kommt der Pentagrid-MIXER erst 1935 mit der 6L7 vor, mit dem Ziel, bessere Resultate für Kurzwelle zu erreichen. Dabei bildet meistens eine separate Triode den Oszillator; die Eingangskreis-Spannung gelangt an das erste Gitter. In Europa versucht man den Super ab 1934 durch die Einführung der Hexode-Triode (ACH1) zu perfektionieren, gefolgt von der Heptode-Triode (ECH4), die erst den gewünschten Erfolg bringt. Die Schaltung funktioniert wie ein Pentagrid-Mixer mit integrierter Triode (Verbundröhre). Mit dieser Kombination entstehen kleine Nachteile, doch ergibt sich ein einfacherer Aufbau. Geräte für Amateure (und seltene Spitzengeräte der USA) mit einbezogen, stimmt die Behauptung nicht, dass Europa den Super perfektionierte; es kommt auf die Optik an. ...

This article was edited 16.Dec.15 18:31 by Ernst Erb .

Dietmar Rudolph
Dietmar Rudolph
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Inhaltsübersicht

  • Warum Frequenzumsetzung ?
  • Wie funktioniert Frequenzumsetzung ?
  • Notwendige Eigenschaften eines Frequenzumsetzers
  • Spiegel-Frequenzen
  • Beispiele für Misch-Stufen
  • Die Anfänge
  • Die Mischer früher Rundfunk-Super
  • Multiplikative Mischer
  • Mischung mit Verbund-Röhren
    * Triode-Hexode
    * Triode-Heptode
    * Triode-Pentode
    * Heptoden, Oktoden, Pentagrid

Warum Frequenzumsetzung ?

Zunächst sollen die Gründe für die (technische) Notwendigkeit einer Frequenzumsetzung bzw. einer "Mischung", wie dies in der Radiotechnik heißt, näher betrachtet werden. Wenn dabei speziell auf die Technik der Empfänger eingegangen wird und entsprechende Beispiele gewählt werden, ist das aber nicht als Einschränkung der Allgemeingültigkeit für das Prinzip der Frequenzumsetzung zu verstehen.

Analoge Signale (allgemein: eine Nachricht), die übertragen werden sollen, benötigen dafür eine gewisse Bandbreite im Frequenz-Spektrum. Beispiele dafür sind: AM-Rundfunk 9kHz, FM-Rundfunk ca. 200kHz, (analoges) Fernsehen ca. 6MHz. (Die Übertragung digitaler Signale wird weiter unten behandelt.)

Die Übertragung dieser Signale erfolgt auf (im Vergleich zur jeweiligen Bandbreite) hohen Frequenzen, weil hierfür die Ausbreitungsbedingungen entsprechend günstig sind. Damit sich die einzelnen Aussendungen nicht gegenseitig störend beeinflussen, sind die Übertragungsbereiche in "Kanäle" (mit der jeweils zugehörigen "Kanal-Raster"-Bandbreite) unterteilt.

An dieser Stelle kommen nun  die physikalischen Eigenschaften der zur Einhaltung des Kanal-Rasters erforderlichen Filter zum Tragen.

  • Es ist technisch (relativ) leicht, ein perfektes Filter auf einer sehr niedrigen Mittenfrequenz zu realisieren. Der Aufwand hierfür wird i.a. um so geringer, je tiefer seine Mittenfrequenz ist.
    (Für digitale Filter z.B. wählt man hierfür die Mittenfrequenz 0Hz, also Tiefpaßfilter.)
  • Für Filter auf hohen Mittenfrequenzen lassen sich die für die Trennung der Kanäle notwendigen steilen Flanken der Filter nicht realisieren. Hierfür sind die Verluste der beteilgten Bauelemente (Spulen, Kondensatoren) verantwortlich. Technisch wird hierfür die "Güte" Q als reziproker Wert zu den Verlusten betrachtet.
  • Wird ein Filter "durchstimmbar" realisiert, also mit veränderlicher Mittenfrequenz, so ändert es auch seine Bandbreite proportional zur Mittenfrequenz. Bei Kanälen auf niedriger Mittenfrequenz kann dann die Kanalbandbreite nicht ausgeschöpft werden, was zu Qualitätsverlusten führt, während sie auf den oberen Kanälen überschritten wird, was dann zu Störungen führt.

Eine weitere technische Schwierigkeit besteht in der  Verstärkung von Hochfrequenz-Signalen. Je höher die Frequenzen sind, um so größer ist der Aufwand, solche Signale zu verstärken. (Die Frequenzgrenze, ab wann eine solche Verstärkung schwierig wird, hat sich im Laufe der technischen Entwicklung allerdings zu immer höheren Frequenzen verschoben.)

Abhilfe aus diesem Dilemma schafft die Frequenzumsetzung.

  • Durch die Frequenzumsetzung werden zur Kanal-Trennung nur (einfach realisierbare) Filter auf tiefen Mittenfrequenzen (ZF, Zwischen-Frequenz) benötigt.
  • Die Durchstimmbarkeit läßt sich leicht mit einem variablen Oszillator realisieren.
  • Resultierend ist damit die Bandbreite für alle Empfangs-Kanäle gleich groß.
  • Auf tieferen Mittenfrequenzen lassen sich Signale mit geringerem Aufwand verstärken.

Durch die Frequenzumsetzung (Mischung) hat man zwar das Problem der konstanten Empfangsbandbreite gelöst. Aber man hat sich auch neue (andersartige) Probleme damit geschaffen, die im weiteren Verlauf betrachtet werden.

Wie funktioniert Frequenzumsetzung ?

Als Beispiel wird das Blockschaltbild eines Überlagerungs-Empfängers (Superheterodyn-Empfänger, "Super") für Amplituden-modulierte Signale betrachtet, Fig. 4-1 [3].

Im Teil (A) des Blockschaltbildes ist links der Frequenz-Umsetzer (Frequency Converter) zu erkennen, der die empfangenen Signale (im Beispiel: a, b, c) auf die Zwischenfrequenz (ZF, Intermediate Frequency, IF, i-f) umsetzt.
Der ZF Verstärker (IF Amplifier) ist mit Hlfe von 2-Kreis-Bandfiltern (L1, C1; L2, C2 & L3, C3; L4, C4) auf die Frequenz des ZF-Signals (b) abgestimmt und verstärkt demzufolge nur dieses, während Signale auf anderer Frequenz nicht durchgelassen werden.
Das verstärkte ZF-Signal (b) wird im Demodulator (Detector) de-moduliert, d.h. von der HF-Schwingung "befreit", so daß jetzt nur noch das (gewünschte) Audio-Signal übrig bleibt.
Im nachfolgenden NF-Leistungsverstärker (Audio Frequency Amplifier) wird das NF-Signal so weit verstärkt, daß es im Lautsprecher (Loudspeaker) wiedergegeben werden kann.

Im Teil (B) sind beispielhaft die charakteristischen Zeitverläufe der verschiedenen Signale dargestellt.

Unsere Themenstellung befaßt sich mit der Frequenz-Umsetzung (Frequency Conversion), weshalb nun dieser Teil genauer mit Hilfe eines Beispiels betrachtet wird, Fig.4-2 [3].

Zunächst sieht man, daß der Frequenz-Umsetzer (Frequency Converter) aus den Blöcken Mischer (Mixer) und Lokal-Oszillator (Local Oscillator) besteht. Weiterhin sind nun (symbolisch) die Spektren der beteiligten Signale eingezeichnet und Beispiele für die Frequenzen von HF und ZF gegeben.

Das Empfangs-Signal besteht (spektral) aus einer Träger-Linie der Frequenz 1MHz (1000KC; KC, kc kilo cycle) und einem oberen und einem unteren Seiten-Band (sideband), welches (gemäß der in USA durchaus üblichen Bandbreite) jeweils 8KHz breit ist.
Hinter dem Mischer entsteht ein Signal, dessen Spektrum 4 Komponenten enthält:

  • Spektralkomponente (A) gleich dem des Eingangs-Signal
  • Spektralkomponente (B) gleich dem Spektrum des Lokal-Oszillators
  • Spektralkomponente (C) entspricht dem des Eingangs-Signals, aber  um die Frequenz des Umsetz-Oszillators zu höheren Frequenzen verschoben.
  • Spektralkomponente (D) entspricht dem des Eingangs-Signals, aber  um die Frequenz des Umsetz-Oszillators zu tieferen Frequenzen verschoben, nämlich auf die ZF-Frequenz.

Nur die Spektralkomponente (D) hat die gesuchte ZF-Frequenz und wird daher von ZF-Verstärker "durch gelassen", während die andern Komponenten "gesperrt" werden.

Nun wissen wir zwar, was der Mischer tut, aber noch nicht, welche Eigenschaften er benötigt, um diese Aufgabe zu erfüllen. (Daran anschließend ist zu diskutieren, wie die erforderlichen Eigenschaften technisch realisiert werden können.)

Notwendige Eigenschaften eines Frequenzumsetzers

"Neue" Frequenzen, d.h. andere Frequenzen als diese im Eingangssignal enthalten sind, entstehen nur in nicht-linearen Übertragungs-Systemen, denn in linearen Übertragungs-Systemen gibt es grundsätzlich keine anderen Frequenz-Komponenten, als die bereits im Eingangssignal vorhandenen.

Folglich muß ein Frequenz-Umsetzer ein nichtlineares System sein. Aus der unendlichen Fülle nichtlinearer Systeme sucht man sich zweckmäßiger Weise die einfachste Art aus, die diese Aufgabe erfüllt. (Hier hat man am Ehesten die Chance, das auch realisieren zu können.)

Zunächst ein Blockschaltbild für ein lineares System.

ue(t) ist die Eingangsspannung und ua(t) ist die Ausgangsspannung. Der Zusammenhang zwischen ua(t) und ue(t) ist durch die cyan-farbige Kennlinie dargestellt. Diese hat einen linearen Bereich. ua(t) kann man sich als "Spiegelung" der Spannung ue(t) an dieser Kennlinie entstanden denken. Hier gilt dann ua(t) = K*ue(t), wobei K die Verstärkung des Sytems ist. Bleibt die Amplitude der Eingangsspannung innerhalb dieses linearen Bereichs, ist die (daran gespiegelte) Ausgangsspannung ein exaktes Abbild der Eingangsspannung. ua(t) enthält dann keine neuen Frequenz-Komponenten.

Im Unterschied dazu ist die Übertragungs-Kennlinie eines nichtlinearen Systems gekrümmt, wie das Beispiel zeigt.

Die einfachste Art der Nichtlinearität, die auf eine Frequenzumsetzung führt, ist eine quadratische Nichtlinearität. Die Übertragungsfunktion lautet dann ua(t) = K*ue(t) + Q*[ue(t)]2. Q ist ein Maß für die quadratische Nichtlinearität.

Betrachten wir den quadratischen Term und nehmen an, die Eingangsspannung bestehe aus zwei Cosinus-förmigen Spannungen: ue(t) = a*cos(Ω1t) + b*cos(Ω2t) 

Dann gilt (vereinfacht geschrieben) für den quadratischen Term: (a + b)2 = a2 + 2ab + b2 , also ausführlich: [a*cos(Ω1t)]2 +2ab*cos(Ω1t)*cos(Ω2t) + [b*cos(Ω2t)]2. Damit wird

ua(t) = K*[a*cos(Ω1t) + b*cos(Ω2t)] + Q*[a*cos(Ω1t) + b*cos(Ω2t)]2

= K*[a*cos(Ω1t) + b*cos(Ω2t)] + Q*{[a*cos(Ω1t)]2 +2ab*cos(Ω1t)*cos(Ω2t) + [b*cos(Ω2t)]2}

= K*[a*cos(Ω1t)+b*cos(Ω2t)] + Q*{[a*(1+cos(2Ω1t))/2]2+2ab*cos(Ω1t)*cos(Ω2t) + [b*(1+cos(2Ω2t))/2]2}

Nach den Regeln der Trigonometrie ergeben die beiden quadratischen Glieder Cosinusschwingungen der jeweils doppelten Frequenzen 2Ω1 bzw. 2Ω2, während der "bold" markierte Produkt-Term zu zwei Cosinusschwingungen mit der Summen-Frequenz (Ω1 + Ω2) und der Differenz-Frequenz (Ω1 - Ω2) führen.

Q*2ab*cos(Ω1t)*cos(Ω2t) = Q*ab[cos(Ω1 - Ω2)t + cos(Ω1 + Ω2)t]

Vergleiche hierzu das Zahlenbeispiel in Fig. 4-2. (Die Spektren bei den doppelten Frequenzen, herrührend von den quadratischen Gliedern [a*cos(Ω1t)]2 und [b*cos(Ω2t)]2 sind in Fig. 4-2 allerdings nicht gezeichnet, sondern nur zusätzlich die, die vom linearen Glied K*ue(t) stammen.)

Der wesentliche Term ist also das "gemischte Glied" 2ab. Folglich kommt man aber auch zu dem gewünschten Ergebnis der Frequenzumsetzung, wenn man einen Multiplizierer verwendet, welcher 2 (getrennte) Eingänge hat, einen für das Signal a*cos(Ω1t) und einen für das Signal b*cos(Ω2t) .

  • Technisch spricht man von "additiver Mischung", wenn das Empfangs-Signal und das Oszillator-Signal über einen Eingang (nicht entkoppelt) auf einen Mischer gegeben werden und dessen Kennlinien-Krümmung (nonlinear device) für den Mischvorgang wesentlich ist.
  • Hingegen hat man eine "multiplikative Mischung", wenn der Mischer 2 getrennte (und entkoppelte) Eingänge für die beiden Signale hat und die beiden Signale mit einander multipliziert.

Blockschaltbild für additive Mischung [12]

Blockschaltbild für multiplikative Mischung [12]. Der Kreis mit dem Kreuz darin (mixer) ist das Symbol für einen (idealen) Multiplizierer.

Während es heute mit Hilfe von Halbleitern (Transistoren) recht einfach ist, einen praktisch idealen Multiplizierer zu realisieren, gelang dies mit Röhren nur näherungsweise. Das zugrunde liegende Prinzip für einen multiplikativen Mischer zeigt Bild 329 [1].

Hier ist die Gitterkennlinie für das Gitter 1 als linear angenommen, wie es ideal sein sollte. Der Anodenstrom Ia ist also proportional zu Ug1.

Der Anodenstrom wird jedoch (außer durch die + Spannung am Schirmgitter g2) auch noch durch die negative Spannung Ug3 an Gitter 3 bestimmt. Auch diese Abhängigkeit sollte (idealer Weise) linear sein.

Die mit x bezeichnete Kennlinie ergibt sich, wenn Ug3 wenig negativ ist, während sich die mit z bezeichnete Kennlinie für eine stärker negative Spannung Ug3 ergibt.

Im Idealfall ist also der Anodenstrom Ia sowohl der Spannung Ug1, als auch der Spannung Ug3 proportional. Damit folgt schließlich Ia ~ Ug1•Ug3, also ist der Anodenstrom dem Produkt (also multiplikativ) der Spannungen an Gitter 1 und an Gitter 3 proportional.

Spiegel-Frequenzen

Aus den obigen Formeln gilt für die Zwischenfrequenz: Q*ab[cos(Ω1 - Ω2)t]. Da der Cosinus eine gerade Funktion ist, gilt genau so Q*ab[cos(Ω2 - Ω1)t], also damit Q*ab[cos(|Ω1 - Ω2|)t]. Die technische Konsequenz daraus ist, daß nicht nur (wie gewünscht) ein Empfangssignal, das um die Zwischenfrequenz tiefer ist als die Oszillator-Frequenz auf die ZF umgesetzt wird, sondern auch (zusätzlich) ein Empfangssignal, das um die Zwischenfrequenz höher liegt. Das wird als Spiegelfrequenz-Empfang (image reception) bezeichnet. 
Bei den hier gezeichneten Spektren [13] geht die Frequenzachse von ω = - ∞ bis ω = + ∞

Die roten und blauen Pfeile deuten an, wie sich die in die Zwischenfrequenz (ZF, IF) umgesetzten Spektren verschieben, wenn die Abstimmung des Empfängers geändert wird. Wie man sieht, kehrt sich die Richtung für die Spiegelfrequenz um.

(Werden in einem praktischen Fall sowohl der gewünschte Sender (station) als auch der Spiegelfrequenz-Sender (image) in die ZF umgesetzt, so ergibt sich aus einer nicht ganz exakten Abstimmung aufgrund der beiden Trägerschwingungen ein Interferenz-Pfeifton (Interferenz-Pfeifen), der seine Höhe mit der Abstimmung ändert.)

Da man nicht die Station und eine Spiegel-Station gleichzeitig empfangen will, ist bei einem Superheterodyn-Empfänger eine (mitlaufende) Vorselektion (preselection) erforderlich. Andernfalls ergeben sich "ungewollte Empfangsstellen". Da die Vorselektion (praktisch) nicht exakt mit der Abstimmung des Oszillators parallel läuft, entsteht ein Gleichlauf-Fehler.

Für mathematisch Interessierte folgt die Erklärung der "negativen Frequenzen".

Die negativen Frequenzen (191kB .pdf)

Ein Beispiel für die Lage der Spiegelfrequenzen bei unterschiedlichen Werten der Zwischen-Frequenz fZF findet man in [15]. Die Empfangsfrequenz fe ist zu 500kHz angenommen.

Als Vorselektion dient ein Schwingkreis, dessen Dämpfungsverlauf Bild 2.11 zeigt. [15]

Zu Beginn der Radiotechnik konnten bei "höheren" Frequenzen nur geringe Stufenverstärkungen realisiert werden, weshalb niedrige Zwischenfrequenzen (60kHz - 130kHz)  gewählt wurden. Wie aus Bild 2.11 zu sehen ist, erreicht man dann durch einen Vorkreis nur eine geringe Dämpfung der Spiegelfrequenz. (Es können dann noch Pfeifstörungen entstehen.)

Bei den frühen Supern mit niedriger Zwischenfrequenz (ca. 124KHz) war zur Erhöhung der Spiegelselektion ein abstimmbares Eingangs-Bandfilter vor dem Mischer erforderlich, das über den ganzen Abstimmbereich seine Bandbreite (näherungsweise) konstant halten mußte. Ein Beispiel für eine sehr aufwändige Eingangsselektion ist der Stassfurt Imperial 5W / 5WL, der außer dem Bandfilter auch noch einen weiteren abstimmbaren Einzelkreis hat.

Ideal sollte die Abstimmung des Vorkreises und des Oszillators so verlaufen, daß die Differenz immer exakt der Zwischenfrequenz fZF entspricht, Bild 2.22 [15]. 

Verwendet man für den Vorkreis und den Oszillator einen Doppel-Drehkondensator mit gleichem Plattenschnitt, so ist dieser Gleichlauf nicht mehr gegeben (gestrichelte und strich-punktierte Linie). Abhilfe schafft für den Oszillator-Kreis ein "Verkürzungs-Kondensator" CK vor dem Dreho und ein "Padding-Kondensator" CP parallel zur Spule L0 des Oszillatorkreises, Bild 2.23. [15]

Durch diese Maßnahme erhält man zwar keinen "idealen" Gleichlauf, jedoch bleibt der Fehler des Gleichlaufs im Prozent-Bereich und ist daher für den praktischen Betrieb ausreichend.

Das Blockschaltbild eines Supers [13] ist unabhängig davon, ob die Mischung additiv oder multiplikativ erfolgt. Der HF Vorverstärker (RF amplifier) enthält die "mit laufende" Vorselektion. Oft besteht aber diese Anordnung nur aus einem LC-Abstimmkreis ohne jegliche Vor-Verstärkung.

 

Beispiele für Mischstufen

In Abb. 484 [2] ist beispielhaft die Entwicklung der Mischstufen für Superempfänger bis etwa zum Jahr 1939 dargestellt.

Die Schaltungen a) bis c) stammen aus der Anfangszeit des Radios. Sie nutzen zur Mischung die nichtlinearen Eigenschaften der Röhren. Damals gab es noch keine spezielle "Misch-Röhre". Bei allen drei Beispielen gibt es keine Entkopplung zwischen der Spannung der Empfangs-Frequenz und der der Oszillator-Frequenz. Somit handelt es sich um additive Mischung.
( "...dyn" war damals ein "Modewort". Man findet die Endung bei vielen Schaltungen, die "irgendwie" geschwungen haben, aber deren genaue Funktionsweise nicht so recht klar war.)

Die Tropadyn-Schaltung c) aus dem Anfang der Radiotechnik erlebte eine "Wiedergeburt" als selbstschwingender Mischer in der UKW-Technik.

Die Schaltung d) stellt einen Sonderfall dar. Hier wurde zum ersten Mal die Empfangs-Spannung und die Oszillator-Spannung über unterschiedliche Gitter zugeführt. Das ist ein Hinweis auf eine multiplikative Mischung. Eine genauere Analyse zeigt jedoch, daß aufgrund der damals verfügbaren Röhren (RE074d , REN704d) auch noch die Kennlinienkrümmung, also die Nichtlinearität, bei der Mischung wesentlich war. [1]

Die Schaltungen e), f), g) sind Beispiele dafür, wie in einem Röhrenkolben sowohl der Mischer als auch der Oszillator "untergebracht" sind, aber trotzdem die Empfangs-Spannung und die Oszillator-Spannung gegen einander entkoppelt sind. Daher erfolgt hier eine multiplikative Mischung.

Die Anfänge

Zunächst ist hier eine Begriffs-Klärung erforderlich. Im deutschen gibt es nur den Begriff "Überlagerungs-Empfang", was aber zu Verwechslungen führen kann. Man muß untescheiden zwischen:

  • Heterodyn-Empfang (Heterodyn beat reception)
  • Super-Heterodyn-Empfang

Beim Heterodyn-Empfang ist die Frequenz des Umsetzoszillators nur wenig unterschiedlich von der Empfangsfrequenz, so daß eine Überlagerungs-Frequenz im hörbaren Bereich entsteht. Diese Methode wurde 1902 von Fessenden vorgeschlagen, Fig. 43. [16]

Bei Fessendens Heterodyne Empfänger wird ein Bündel Eisendrähte mit Hilfe der Spule B durch den Antennenstrom magnetisiert und mit Hilfe der Spule C durch einen HF-Generator. Aufgrund der nichtlinearen Eigenschaften der Magnetisierungs-Kennlinie des Eisens entsteht dadurch ein (niederfrequentes) Wechselfeld, das die Membran D erregt.
(Man bedenke, daß es zur damaligen Zeit noch keine HF Gleichrichter gab.)

Beim Super-Heterodyn-Empfang ist die Frequenz des Umsetzoszillators so weit von der Empfangsfrequenz verschieden, daß eine Überlagerungs-Frequenz im "Ultraschall" Bereich entsteht. Diese Mehtode wurde 1919 von Armstrong beschrieben, Fig 164A. [16] Parallel dazu haben auch Esau und Gothe dieses Prinzip angewendet, Abb 170. [18] Pitsch [1] führt aus: "Der Überlagerungsempfänger  für Telephonie-Empfang wurde im Jahre 1918 nahezu gleichzeitig von Schottky in Deutschland (DRP 368937; USA-P- 1502063, Juni 1918)  und von Armstrong in Amerika (Französisches P. 501511, Britisches P. 137271, Dez. 1918 USA) erfunden."
("Super" bedeutet hier nicht "über", sondern "darüber", also quasi im "Ultraschall-Bereich". Aber "Darüberlagerungs-Empfang" gibt es nicht im deutschen.)

Die grundsätzliche Schaltung eines Super-Heterodyne-Empfängers ist in Schaltbild 103 dargestellt. [17]

Als Zwischenfrequenzen wurden damals Frequenzen in der Größenordnung von 20kHz - 80kHz gewählt, so daß der Zwischenfrequenz-Verstärker aperiodisch ausgeführt werden konnte, Schaltbild 104.[17] Aperiodische HF-Verstärker erfordern aber viele Röhren, besonders deshalb, weil die Steilheit damaliger Röhren gering war.

Um Röhren zu sparen, wurde die "Empfangs-Röhre" (Mischröhre) auch als selbstschwingender Mischer betrieben, Schaltbild 105.[17]

Der Nachteil der Schaltung 105 besteht aber darin, daß die Oszillator-Schwingung auf die Antenne gelangt und abgestrahlt wird, was bei anderen Empfängern zu Pfeifstörungen führt (ähnlich wie "Rückkoppler-Pfeifen"). Abhilfe dafür besteht darin, die Antenne im "neutralen Punkt" der Schwingkreis-Spule L1 einzuspeisen. Diese Schaltung ist als "Tropadyne" bekannt, Abb. 321 & 320. [1]

Man findet dieses Prinzip der Entkopplung durch eine Brückenschaltung wieder bei den (selbstschwingenden) Mischern für UKW-Empfang.
Einen Tropadyn-Empfänger mit 5 Röhren zeigt Fig. 164C [16].

Der Eingangs-Kreis und der Oszillator-Kreis wurden getrennt abgestimmt, was die Bedienung eines solchen Empfängers erschwerte. Allerdings waren die Frequenzbänder damals noch nicht so "überbelegt", wie das in späteren Jahren z.B. auf MW der Fall war. Daher trat anfänglich das Problem des Spiegel-Empfangs (und der damit verbundenen Pfeif-Störungen) weniger in Erscheinung.

Die frühen Super-Heterodyne-Empfänger sind gekennzeichnet durch

  • die große Anzahl an Röhren, besonders in den ZF-Stufen, Abb. 171 [18]
  • die schwierige Abstimmung, weil Vorkreis(e) und Oszillator getrennte Drehkos hatten.

Das sind wohl die Gründe, weshalb sich "Super" als Radio-Empfänger für das "breite" Publikum lange nicht durchsetzen konnten. Bis gegen Ende der '20er Jahre blieben Super praktisch nur den Radio-Bastlern vorbehalten. Das änderte sich erst durch die Einführung der "Einknopf-Abstimmung". Als "Pionier" auf dem Gebiet des Baus von Supern hat sich in den '30er Jahren Staßfurt große Verdienste erworben.

Die Mischer früher Rundfunk-Super

Im Jahre 1928 gab es mit der RE074d eine erste Batterie-Röhre, die speziell auch für Mischer geeignet war. Diese wurde für Staßfurt 1930 als Netz-Röhre REN704d  für Mischstufen weiter entwickelt, Bild 423. [19]. Anwendung fand diese Mischröhre z.B. im Staßfurt Imperial Junior.

Die Röhren RE074d und REN704d werden als "Doppelgitter-Röhren" bezeichnet, sind aber keine "Tetroden", denn beide Gitter liegen gleichspannungsmäßig praktisch auf Masse-Potential. Es handelt sich also um eine spezielle Triode mit 2 steuernden Gittern, die hinter einander angeordnet sind und so unterschiedliche Steilheiten ergeben. Im Unterschied zur "Wunderlich"-Röhre  sind die beiden Gitter nicht gleichwertig.

Bei diesen Röhren werden zwar das Eingangs-Signal und das Oszillator-Signal an unterschiedliche Gitter angeschlossen, aber, da beide Gitter "Steuer"-Gitter sind, multipliziert sich ihre Wirkung nicht (wie bei einer Hexode, Heptode oder Oktode) sondern sie addiert bzw. subtrahiert sich. Folglich handelt es sich hierbei auch um eine additive Mischung, bei der die "krumme Kennlinie" eine Rolle spielt. Die Misch-Steilheit der REN704d ist sehr gering und, da es sich um eine Triode handelt, ist ihr Innenwiderstand klein, was zu einer starken Bedämpfung des ZF-Bandfilters führt. Auch gibt es eine kapazitive Verkopplung der beiden Gitter, wodurch die Oszillator-Frequenz abgestrahlt werden kann, wenn keine Vorsorge dagegen getroffen wird, Bild 327. [1]

Höhere Misch-Steilheiten und höhere Innenwiderstände ergaben sich für Katoden-Mischer [1], die zu Beginn der '30er Jahre (vor dem Aufkommen der Mischröhren) verwendet wurden, Abb. 323.[1] Anwendung fand diese Misch-Schaltung z.B. beim Stassfurt Imperial 5W.

Obwohl auch in dieser Schaltung das Eingangs-Signal und das Oszillator-Signal an unterschiedlichen Elektroden der Röhre anliegen, ist leicht zu erkennen, daß sich beide Signale zu der Steuer-Spannung zwischen Katode und Steuergitter addieren. Folglich handelt es sich auch hierbei um eine additive Mischschaltung.

Wird eine Katoden-Mischschaltung ohne (Entkopplung durch) eine HF-Vorröhre verwendet, besteht auch hier die Gefahr der Abstrahlung der Oszillatorfrequenz durch die Antenne. Dies kann durch eine Neutralisations-Schaltung unterdrückt werden (gestrichelt in Abb. 323). 

Da die Katode bei dieser Schaltung "hoch" liegt, können (bei älteren Röhren) Schwankungen des Isolations-Widerstandes zwischen Katoden-Röhrchen und Heizer zu "Kratz-Geräuschen" führen.

Als Modifikationen dieser Schaltung werden die Abb. 324 und 325 angegeben [1], die der Stabiltät der Oszillator-Schwingung dienen.

Multiplikative Mischer

Aufgrund des zunehmenden Interesses an Super-Heterodyn-Empfängern zu Beginn der '30er Jahre, wurden spezielle Mischröhren entwickelt, die eine multiplikative Mischung (durch "Kennlinien-Kippung" s.o. Abb. 329 in Kapitel: "Notwendige Eigenschaften eines Frequenzumsetzers" ) erlaubten. Zunächst kamen die Hexoden auf den Markt.

Die Bilder 437 und 438 zeigen einen Hexoden-Mischer. [19] Typisch hierfür ist, daß das Empfangs-Signal dem Gitter 1 zugeführt wird, während Gitter 3 zusammen mit Gitter 4 den Oszillator bilden. Nachteilig an dieser Schaltung ist, daß die Mischstufe nicht (an Gitter 1) geregelt werden kann. Würde an Gitter 1 eine (negative) Regelspannung anliegen, so reduziert sich der Strom durch die Röhre, wodurch schließlich der Oszillator "verhungert", also seine Schwingungen aussetzen. (Damit käme am Demodulator nichts mehr an, wodurch die Regelspannung verschwindet und der Empfang wieder voll einsetzt. Nun geht das Spiel erneut von vorne los, usw.)

Da zu Beginn der '30er Jahre die Leistungen der Sender stark erhöht wurden, war für die ("besseren") Empfänger eine automatische Verstärkungs-Regelung (AGC, automatic gain control) notwendig geworden. Man half sich bei diesem Röhrensatz durch die Regelung einer Vorstufe, Bild 439.[19]

Die RENS1234 erlaubte schon einen ausreichenden Regelumfang (zusammen mit der Regelung der ZF-Stufen), hatte aber als Nachteil, daß die Regelspannungen für Gitter 1 und Gitter 3 nicht identisch sein konnten, Abb. 457. [20] (RENS1234, RENS1224) Ein Beispiel hierzu ist der Siemens Ätherzepp S-56WL.

Die verbesserte Hexode war die AH1, die für beide Gitter die gleiche Regelspannung erlaubte. Zusammen mit einer Triode AC2 als Oszillator konnte damit eine geregelte Mischstufe realisiert werden, Bild 258. [19] Ein Beispiel hierzu ist der Blaupunkt 4W95.

Durch Einfügen eines Bremsgitters wird aus einer Hexode eine Heptode (pentagrid mixer), Fig. 4.11[3]

Da auch bei der 6L7 das Empfangssignal an Gitter 1 gelegt wird, wird die Oszillator-Spannung mit einer extra Röhre erzeugt, Fig. 4-12. [3]

In Bild 4-12 ist zusätzlich eine additive Mischschaltung mit der 7F8 dargestellt, wie sie für VHF (UKW) geeignet ist.

Mischung mit Verbund-Röhren

Die weitere Entwicklung der Mischröhren verlief in Deutschland und dem Ausland i.w. auf unterschiedlichen Wegen.

  • In Deutschland wurde die regelbare Misch-Hexode (später: Misch-Heptode) und die Oszillator-Triode in einer Verbund-Röhre zusammengefaßt. (z.B. ACH1, ECH11, ECH21, ECH3,  ECH4, ECH41, ECH42, ECH81)
  • Im Ausland wurde die Hexode zur (selbstschwingenden) Heptode und zur (selbstschwingenden) Oktode weiter entwickelt.

Triode-Hexode & Triode-Heptode

Beispiels-Schaltungen zur ECH11 finden sich im Handbuch der Rundfunk-Röhren [21].

Dies sind die beiden typischen Schaltungen für Mischröhren vom Typ "ACH" bzw. "ECH", die man bei der Mehrzahl der deutschen Empfänger entsprechend findet.

Die typische Misch-Steilheit für einen Mischer mit Hexoden in Abhangigkeit von den Gitter-Vorspannungen und der Amplitude der Oszillatorspannung ist in Fig. 5.5 [8] dargestellt.

In USA gab es zwei entsprechende Typen, die sich aber in der Anordnung der Elektroden wesentlich unterscheiden, Figs 4.7 - 4.10.[3]

Anordnung der Elektroden und Prinzipschaltung bei der 6J8-G entsprechen den bekannten ..CH.. Verbund-Röhren.

Die 6K8 bzw. 6K8-G hat eine völlig andere Elektrodenanordnung und verwendet für das Eingangs-Signal das Gitter 3.

Die typischen Misch-Steilheiten sind abhängig von den Gittervorspannungen und der Amplitude der Oszillatorspannung, für deren günstigsten Wertes ein (flaches) Maximum gibt, Fig. 5.1a. [8]

Triode-Pentode

Abhängig von der Einspeisung der Oszillator-Spannung kann hierbei additive oder multiplikative Mischung realisiert werden.

Zunächst additive Mischung, Fig. 5.2a [8]

Im Ersatzschaltbild sieht man, daß hierbei die Eingangsspannung und die Oszillatorspannung in Serie an der Gitter 1 - Katoden - Strecke liegen, also die beiden Spannungen addiert werden, Fig. 5-2b. [8]

Die multiplikative Mischung mit Pentode, Fig. 5.4 [8] Hier wird die Oszillator-Spannung am Bremsgitter der Pentode eingespeist.

Heptoden & Oktoden

Selbschwingende Heptoden und Oktoden, die also einen Oszillator-Teil und einen Mischer-Teil enthalten, können nur dann geregelt werden, wenn dadurch der Oszillator-Teil nicht (unzulässig stark) beeinträchtigt wird. Das gelingt im Prinzip dadurch, daß Gitter 1 als Oszillator-Gitter und Gitter 2 als Oszillator-Anode verwendet wird.  Das folgende Gitter 3 erhält positive Spannung. Dieses Gitter muß den gesamten Strom aufnehmen, wenn der darüber angeordnete Mischer-Teil "herunter geregelt" ist und (praktisch) kein Anodenstrom fließen kann.

In den USA waren Heptoden (pentagrid mixers) wie z.B. die 6A8G weit verbreitet, Fig. 4-3.[3]

In Fig. 4-4 [3] erkennt man, daß Gitter 2 als Oszillator-Anode gar kein "Gitter" ist, sondern nur aus 2 (vertikalen) Stäben besteht. Weiterhin ist zu erkennen, daß der Elektronen-Strom nicht gleichmäßig in der Röhre verteilt ist, sondern sich aufteilt in einen Teil zur Oszillator-Anode und zur außen gelegenen Anode (plate).

Ähnlich verhält es sich bei den Oktoden, z.B.  AK1 ,  AK2,  EK2

Durch die Regelspannung (der Schwund-Regelung) an Gitter 4 wird allerdings die Aufteilung des Elektronenstroms beeinträchtigt. Dadurch gibt es Frequenzverwerfungen der Oszillator-Frequenz, was sich besonders beim Empfang von Kurzwellen bemerkbar macht. Es bedurfte einiger Elektonen-optischer "Tricks", um diesen störenden Effekt klein zu halten. Interessant zu sehen ist, welche Modifikationen des Oszillator-Teils hierfür untersucht werden mußten, Figs. 25.18 & 25.20. [5]

Bei den Europäischen Oktoden wurde diese Verbesserung für die EK3 vorgenommen, Abb. 3.[11]

Eine "modernere" Röhre (mit Picosockel), die anfänglich sogar für Mischer im UKW Bereich verwendet wurde, ist die 6BE6 (EK90), deren Elektrodenanordnung in Fig. 25.29 dargestellt ist. [5]

Das Problem mit der Frequenzverwerfung durch die AVC wurde in USA oftmals dadurch gelöst, daß aperiodisch vor den Pentagrid-Mischer eine geregelte HF-Vorstufe geschaltet wurde, wie z.B. im RCA 110k

Man findet eine entsprechende Lösung dort durchaus auch bei "kleineren" Geräten, wie z.B. beim Crosley 66TC-S.

Ein früherer Beitrag zum Thema "Technik der Überlagerungsempfänger, Vor- und Mischstufe" ist in der GFGF Funkgeschichte Nr. 160 und 161 erschienen.

Literatur:

  1. Pitsch, H.: Lehrbuch der Funkempfangstechnik, 1.A. - 4.A, VAG, 1948 - 1963
  2. Vilbig, F.: Lehrbuch der Hochfrequenztechnik, 1A. - 5.A, VAG, 1937 - 1960
  3. Ghirardi, A.A.: Reciever Circuitry and Operation, Rinehart, 1955
  4. Terman, F.E.: Radio Engineering, 2.A. - 4.A , McGraw-Hill, 1937 - 1955
  5. Langford-Smith, F.: Radio Designer's Handbook, 4th ed.,Iliffe, 1957
  6. Siforow, W.L.: Funkempfangsgeräte, VT, 1957
  7. Tucek / Irmler: Überlagerungsempfänger, VT, 1961
  8. Sturley, K.R.: Radio Receiver Design, Pt. 1; 1st - 2nd ed., Chapman & Hall, 1947 - 1953
  9. Kammerloher, J.K.: Hochfrequenztechnik Bd. 2, Elektronenröhren und Verstärker, 8.A., C.F. Winter, 1965
  10. Dammers, B.G.; Haantjes,J., Otte, J.; v: Suchtelen, H.: Anwendung der Elektronenröhre in Rundfunkempfängern und Verstärkern, Buch 1: HF- und ZF-Verstärkung, Mischung und Signalgleichrichtung, Philips' Technische Bibliothek, 1949
  11. Philips: Daten und Schaltungen moderner Empfänger- und Kraftverstärkerröhren Bd.1, Philips Technische Bibliothek Bd. 2, 1940
  12. Couch, L.W.: Digital and Analog Communication Systems, 4th ed., Macmillan, 1993
  13. Stremler, F.G.: Introduction to Communication Systems, 3rd ed., Addison-Wesley, 1990
  14. Springstein, K.A.: Einführung in die Kurzwellen- und Ultrakurzwellen- Empfänger-Praxis, FV, 1953
  15. Liebscher, S.: Rundfunk-,Fernseh-, Tonspeichertechnik, 3.A., VT, 1984
  16. Blake, G.G.: History of Radio Telegraphy and Telephony, Chapman & Hall, 1928
  17. Lübben, C.: Röhren-Empfangsschaltungen für die Radiotechnik, Meusser, 1925
  18. Riepka, H.: Die Röhre und ihre Anwendungen, 3.A., Springer, 1926
  19. Ratheiser, L.: Rundfunk-Röhren; Eigenschaften und Anwendungen, 3.A., UDVG, 1938
  20. Lehmann, W.: Die Rundfunk- und Tonfilm-Technik, 3.A., Killinger, 1936
  21. Telefunken, Handbuch der Rundfunk-Röhren

This article was edited 06.Oct.15 17:07 by Dietmar Rudolph .

Hans M. Knoll
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Die Mischstufen im UKW -Superhet. 

Es werden die verschiedenen Lösungen von 1950 bis 1957 angeführt..  

VORWORT:

Bis zum Jahr 1949 oder noch genauer 1950, gab es wegen der katastrophalen Lage auf allen Ebenen Deutschlands nach dem zweiten Weltkrieg, rein technologisch nichts von Bedeutung was über das Geschehen hinaus ging welches der Teil 2 für die Zeit bis 1939 aufzeigt.
Erst mit dem Wellenplan von Kopenhagen im Jahr 1950 kam Bewegung ins Geschäft mit Radios. In diese Zeit fällt auch der Anfang meiner Berufstätigkeit, was mich als Partner hier empfohlen hat.
Ich werde deshalb das Hauptaugenmerk auf die UKW-Technik der Jahre 1949 bis 1963 richten. Diese Jahre waren wie die Vorkriegszeit, von immer neuen Techniken und Fortschritten darin geprägt. Aus diesem Grunde beginnt die Beschreibung der Schaltungstechnik von Superhets fuer den UKW-Bereich, dort wo Herr Prof. Rudolph im Teil 2 geendet hat. Vom Lesen her etwas umständlich, der Schaltungstechnik folgend jedoch zwingend.
Das Jahr 1949 brachte schon die erste ernsthafte Flaute im Radiomarkt, weil viel zu grosse Stückzahlen von viel zuvielen Firmen in den Markt gebracht wurden. Der Kopenhagener Wellenplan und die Aussicht auf eine neue Sendetechnik die sich UKW nannte, hemmte zusehend den Absatz und damit die Einnahmen der Firmen.
Weshalb die Schaltungtechnik in den ersten Nachkriegsjahren den Weg geringster Kosten gehen musste. Eben aus wirtschaftlichen Gründen und nicht wegen fehlender Kenntnisse. Um trotzdem mit den vorhanden technischen und geistigen Möglichkeiten, grossartige Lösungen zu realisieren, wagten nur wenige mutige Firmen.

Nachdem die Einführung des UKW-Bereiches zunächst der Nahversorgung dienen musste, reichte es ja aus, relativ einfache UKW-Empfangsteile in die AM-Super zu integrieren. Oder auch als Einbau- oder Beistellgerät zum bestehenden AM-Supern wie sie schon beim Kunden standen, oder erst ab ihn verkauft werden sollten, anzubieten.


Bild 1 SABA UKW-Einbauteil Type UKW-A, ein Ultraaudion mit HF -Vorstufe,  zu DM: 27,00

 

 

Bild 2  GRUNDIG  UKW-Vorsatz 106W, mit eigener Stomversorgung und Lautstärkesteller.

 

Bild 3 Ein Vorsatz_Superhet von LORENZ  ein interessantes Modell. Superhet mit Variometerabstimmung und einer ZF-Frequenz von 16,8Mhz. Daher ist keine abgestimmte Vorslektion notwendig.. Im Eingang nur ein Hochpass und eine ZF-Sperre.


TEXT:

Es sollen hier im Bericht, nur die Superhetlösungen beschrieben werden. Deren Schaltungen sahen bis auf Ausnahmen, mit einigen zusätzlichen Spulen und Abstimmtitel wie ein AM-Super aus. Oft hat man einfach den KW-Bereich entfallen lassen und stattdessen einen UKW-Teil eingefügt. Hier zwei Beispiele. Ein 6-Kreis AM-Super, GRUNDIG 165W, für den Einbau eines UKW-Pendlers vorbereitet. Daneben, das Nachfolgermodell als UKW-Super 165W/UKW.  Man kann den (geringen) Aufwand für die UKW-Schaltung in der Mischstufe abschätzen.

Nachfolgend  finden Sie 3 Bildbeispiele von UKW-Mischstufen. Drei Generation von GRUNDIG. Oben auf das Chassis gesetzt!  In den AM-Spulensatz implementiert. Total zugebaut, auch die EC92, der Schirm (links) eben sichtbar.  Dies war die  erste FTZ.Version von 1953.  

 

Ansicht der 1ten Generation, erstes Mittelklassemodell von GRUNDIG 1950/51 

 

Ansicht der 2ten Generation von UKW-Teilen. Anstelle der KW -Spulen, sind die UKW-Spulen eingefügt.

 

 

 Hier die 3te Generation von GRUNDIG -UKW -Teilen. Vollkommen geschlossene Metallbox, verkupfert. Jetzt nach den Vorschriften der Deutschen  Bundespost / FTZ 1953

Noch ein Beispiel TELEFUNKEN. 

Links, der UKW-Oszillator, rechts die KW-LUPE. 

 

 

Bild 4 Ein Ein Mittelklassensuper  mit UKW, MW und LW. Der AM-Typ 165W zum Einbau eines UKW -Pendlers vorbereitet

 

 

 

Bild 5   Das Nachfolgermodell 165W/UKW mit integriertem UKW-Super mit 2fachem Kombidrehko AM/FM.

Die GRUNDIG Oberklasse, bekam schon 1951 mit dem 495W, 380W, 3055W eine Eigenentwicklung der UKW-BOX mit einer Röhre ECF12, die für UKW-Pendler gedacht war. Diese Modelle benutzten das F-System als HF-Vorstufe und das C-System als additiver Triodenmischer. Das war die Zeit wo noch viele mit einer ECHxx multiplikativ mischten.

 

 

Bild 6  Hier die Schaltung des GRIUNDIG UKW-Eingangsteile mit der ECF12,  in der GRUNDIG Oberklasse.

Ab 1951/ 52  benutzen viele Firmen  noch vor der allgemeinen  Verwendung der EC92, eine Variante mit einer EF42 oder SABA 1952 noch mit 1x EF80 als selbst schwingende Mischstufe. Der Teil K, G1, G2 bildet den Oszillator. Diesem wird über eine abgeglichene Brückenschaltung die Eingangsfrequenz zugeführt. Daher handelt es sich auch um eine additive Mischung. An dem hier im Vergleich zur EC92 hochohmigeren ZF-Ausgang an der Anode wird das Mischprodukt entnommen.

 

 

Bilder 5, 6 und 7 zeigen diese Schaltung im Prinzip.

 

 

Dieses Bild zeigt eine originale Schaltung von 1951, der erste Siemens UKW-Super SH 705W.

 

 

 

Hier eine spätere "Sparversion" von SABA  mit 1x EF80. Modelle:Triberg WU52 und Lindau W52.

 

Dass der Start von UKW 1949/50, mit einfachsten Geräten wie einst im Jahr 1923 begann, wird als bekannt angenommen. Die Vorgaben aus der Politik nannten Mehrkosten von maximal 35,00 DM. SABA hat das mit dem UKW-A um 8,00 DM unterboten, Philips nahm für den TYP 7455 exakt diese 35,00 DM. Dass es sich dabei um einfachste Schaltungen drehte, wie Ultraaudions oder Pendelrückkopplungs –Empfänger (Audions), ausgestattet mit einer Kombinationsröhre wie ECH43 oder ECF12, wird als bekannt angenommen.

Vorbilder mit UKW -Superhets aus den USA, wie SCOTT, PILOT oder SUN, waren hier zwar bekannt, wurden aber ausser bei NORDMENDE im UKW V5 Vorsatzsuper (Link) zwar beachtet, aber sonst nur bedingt in die deutschen Entwicklungen einfliessen lassen. Genauso wurde mit Entwicklungen aus dem militärischen Bereich verfahren. Gesehen ja, aber als nicht bezahlbar eingestuft. Nur wer die Zeit um 1949 kennt oder erlebt hat, kann das nachvollziehen. Was auch ein Grund ist, dass ich als Zeitgenosse, hier angeworben wurde.

 

 

Bild 9  Der USA UKW-Vorsatz von 1946/47. Der  Firma PILOT,  TypeT601A. Eine moderne Schaltung einer Firma, die vorher für die Rüstung in den USA tätig war

 

Die Schaltungstechnik.


Bis zum Jahr 1953 dem Jahr der Einführung des Fernsehens, machte man sich nicht allzu viele Gedanken über die Ausstrahlungen der Oszillatorfrequenz. Beim Empfangen von UKW -Sendern spielte das keine Rolle, weil die Oszillatorfrequenz nur bis zu einer Empfangsfrequenz von 87,5 bis 89,6 MHz störte und deshalb schon ab 89,6 MHz bei 100,3 MHz lag und damit um einen damaligen 300kHz-Kanal ausserhalb des damaligen UKW- Bereichs von 87,5 bis 100Mhz.
Das änderte sich schlagartig als das Fernsehen im Band III im Bereich von 174 bis 216Mhz begann.
Siehe Text knoll:    Dort im Post 2 und den Anhang beachten

Die erste Oberwelle (technisch die zweite Harmonische) fiel laut meiner Aufstellung in die Fernsehkanäle 7, 8 und 9.
Man konnte sich mit einer Vorstufe vor einer ECHxx etwas behelfen, aber ab 1952/53 war deren Zeit im UKW-Teil abgelaufen. Schon die offene Bauweise der ECH –Umgebung  strahlte stark ins Umfeld, da nütze eine Vorstufe wenig oder nichts.

 

Die Mehrgitter -Röhren ECH..  im UKW-Teil

Die Praxis von 1951/52:  Offene Bauweise mit multiplikativem Mixer.

Bild 11 Eine GRUNDIG  -SCHALTUNG für eine multiplikative UKW-Mischtufe mit einer Triode / Hexode, wie sie anfangs bei fast allen Firmen vorkommt.

 

Bild 10 Eine Skizze stark vereinfacht der UKW-Mischstufe

 

 

 

 

Einige Firmen bauten später (nach 1953) noch UKW-Schaltungen mit der ECH81.  Das C-System als additiver Mixer wie eine EC92, das H-System als nachfolgender ZF-Verstärker. Das war dann aber in einer geschlossenen Boxen eingebaut. Körting EXCELLO 53W, oder der GRUNDIG 941W. 

 

 

Bild 12   KÖRTING – EXCELLO 53W

 

 

Bild 13  Der GRUNDIG Super mehr dazu  hier:  941W  

Für diese beiden Schaltungen von Körting bzw. Grundig gilt der vorhergehende Text zur ECH81 als Variante einer UKW -BOX.

 

Eine besondere Schaltungstechnik hat LORENZ und SCHAUB im Modell WESER bzw. SMARAGD  realisiert.  Ein Triodenvorstufe speist eine GE-Diode als Mischdiode. Eine zweite Triode bildet den Oszillatorteil und das  H -System arbeitet wie bei GRUNDIG und KÖRTING als nachfolgender ZF-Verstärker.    

 

 

 Bild 14  Die Originalschaltung  von LORENZ und SCHAUB  Mehr dazu HIER:

 

 

 

 Das Prinzip der Diodenmischung

vereinfacht dargestellt.

 

 

 

 

 

 

 

 

Die Zeit der TRIODEN und steilen PENTODEN im UKW-Teil

Am Anfang 1953 waren Schaltungen mit Oszillator -Brückenschaltungen üblich, die zu 100% in der Fertigung mit Messmitteln (im 1mV-Bereich) abgeglichen wurden. Das Ganze eingebaut in abgeschirmte / geschlossene Boxen, mit Oszillatorteil und Mischstufe, mit oder ohne einer Pentode als Vorstufe und einer Triode als Mixer. Diese Varianten, mit oder ohne Vorstufe, waren ab 1953 unabdingbar geworden. Dazu gab es Vorschriften der Bundespost mit dem FTZ (Fernmelde  Techniches Zentralamt in Darmstadt) die exakte Grenzen vorgab. Mit diesem fuer mich damals (1952) innovativ anmutenden Sprung, befand man sich wieder bei der Tropadyn-Schaltung aus der Anfangszeit des Superhets. (siehe Teil 2 im Thread oben)

 

 

 

 

Hier zwei Bilder von denen das (Bild 16 oben)  symbolisch zeigt um was es bei Tropadyn geht.

Im zweiten Bild (Bild 16 unten) sind 3 variable Kondensatoren D, D und N zu sehen. Diese 3 Teile spielen nicht nur hier, sondern auch in den  Anfangsjahren der Superhets eine Rolle.

 

 

 

 

 

 Bild 16 oben und Bild 16 unten

Es sind die Teile einer Brückenschaltung mit der das Ausstrahlen der Oszillatorfrequenz reduziert wird. Das ist nun genau die Technik die ab 1953 in den UKW-Teilen - zwar in kleinen Varianten - vorkommt, je nachdem der Anbstimmdrehko C2 erdfrei oder der Rotor gererdet ist, oder ob eine Variometerabstimmumg verwendet wird. Es ist aber zu 100% das Prinzip der Anfangszeit der Superhets. Das habe ich nach langer Praxis erst erkannt, als ich mich mit Nostalgie beschäftigt habe.

 

 

Die Cs aus der alten Schaltung nennen sich hier C4, C5, und C6. Abgestimmt wird mit einem Variometer, weil sich damit eine sehr gute Symmetrie gegen die Umwelt (Masse) herstellen lässt.

Diese 30 Jahre alte Schaltung, die für den UKW -Bereich modifiziert wurde, brachte gleich zwei Vorteile in die Schaltungen ein. Wesentlich weniger Oszillatorspannung an der Röhre - somit auch an der Antenne - und sehr viel weniger Eigenrauschen im Eingangsteil. Rauschte eine ECHxx wie ein Widerstand von 70kΩ entsprechend stark, so rauschten die neuen Mischstufen deutlich unter 10kΩ, was rund 17dB ausmacht. Dazu kam, dass die Mischsteilheit von typisch 0,7mA/Volt der ECHs auf 1,9mA/Volt (EC92) zunahm. Allerdings musste der niedrigere Ausgangswiderstand der Mischstufen so lange toleriert werden, bis sehr schnell Schaltungen entstanden, durch die dieser Nachteil kompensiert wurde. (ZF-Rückkopplung/Brückenchaltungen) Vom kalten Ende des 10,7MHz Anodenkreises, fliesst ZF-Strom über CF nach Masse. Der Wert ist so bemessen dass die Brücke (b) abgeglichen ist. Der Innenwiderstand der Triode wird damit auf den Wert einer Pentode gebracht. Manchmal auch etwas mehr. Es handelt sich um eine positive Rückkopplung (Mitkopplung).

 

Das Bild zeigt  nochmals eine aktuelle Version aus der Saison 1953 mit der EC92, die Originalschaltung von GRUNDIG Type HEIMBOY von 1954, mit einer Rückkopplung zur ZF-Enddämpfung des Triodeninnenwiderstandes am ZF-Kreis, hier  in das G1der Triode.

 

 

 

 

 

Mit diesem Bild,  folgt eine Mischstufe ohne den AM-Teil dargestellt.  Eine Version derr früheren GRUNDIG Art eines  FM-Mixers, mit der  ZF-Enddämpfung in die  Katode der Mischröhre.

 

 

 

Beide Versionen kommen in dieser Form bei GRUNDIG in den Spitzenmodellen und unterhalb dieser vor.

Kam zu dieser Michstufe noch eine Vorstufe hinzu, ergaben sich damit zwei wesentliche Verbesserungen. Je nach Ausstattung mit einer Pentode, einer einfachen Triode oder zwei Trioden als Casscode-Schaltung, bewirkte dies eine weitere Verringerung des Eingangsrauschens, was der ursprünglich als unmöglich angenommenen Fernempfangsmöglichkeit zugute kam, sowie noch mehr Reduktion der Oszillator-Ausstrahlung einbrachte.

Bild 2  zeigt das Prinzip wie eine Vorstufe in  den neutralen Punkt der Oszillatorbrücke eingekoppelt wird.

 

 

Dieses Bild zeigt eine GRUNDIG Schaltung von 1953 aus dem 4010W.  Noch ohne die Oszillatorbrücke. Das war noch vor der Einführung der strengen Störstrahlungsbedingungen. Er hat eine Pentode als HF-Vorstufe und eine Triode als additiver Mischer, allerdings noch keine Tropadyn -Technik. Im Prinzip ist das eine Schaltung wie mit der ECF12 von 1951/52 bei GRUNDIG.

 

Ab 1954 brachte nach der vom TV im Jahr 1951 kommenden ECC81, die  ECC85 eine weitere Qualitätssteigerung der UKW Eingangsteile. Hohe Verstärkung bei kleinem Rauschen sind deren Hauptmerkmale. Dazu eine vereinfachte und billigere Möglichkeit, ein gutes UKW-Eingangsteil zu erstellen, also ein weiterer Grund für die ECC85.

 

 Hier eine BOX von NORDMENDE , die Vorstufe in der anspruchsvollen Zwischenbasisschaltung. Das Eingangssignal wird definiert der Katode und phasengedreht  dem Gitter zugeführt. Dazu muss die Triode mit C56 und L58 individuell neutralisiert werden.

 

 

Das Bild zeigt eine Schaltung von SABA mit der Vorstufe in Katodenbasisschaltung. Deren Eingangswiderstand ist hochohmig so dass der Eingangskreis abgestimmt wird und zur Vorselektion beiträgt. Auch hier muss die Vorstufe mit dem Trimmer (pos 47) individuell neutralisiert werden. Diese Schaltung  war bis zum Ende der Röhre im UKW-Teil bei SABA benutzt und  fortschrittlich modern.

 

Dieses Bild  zeigt die SABA Schaltung mit einer ECC81 als Gegentaktvorstufe. Die Schaltung ist ebenfalls indivduell mit einem Trimmer neutralisiert. Der Eingangswiderstand ist doppelt so hoch wie der in der Schaltung in Bild 24, was eine noch bessere Vorselektion ermöglicht. Modell: Freiburg 3DS

 

Das Auflösen der ECC85 in zwei EC92, was ja wieder je einer halben ECC81 glich, hatte je nach Hersteller verschiedene Gründe. Bild 23 und 24 zeigen Varianten der Schaltung. Bei GRUNDIG  deshalb, weil der  GRUNDIG 4035W-3D den mechanischen Aufbau des UKW-Bausteins vom 4035W beibehielt.  Statt einer EF85 und einer EC92, kamen 2 Stück EC92 zum Einsatz. Während die Modelle  4040W-3D, der 5040W-3D und 5050W-3D, wegen des aufgesetzten mechanischen  Senderspeichers, eine UKW-BOX mit der ECC85 erhielten.

Bei SABA war die obere Klasse mit 2 Stück EC92 bis gegen Ende der Röhrenära bestückt. Während in den Spitzenmodellen, Freiburg 15 und 18 wieder die ECC85 zum Einsatz kam. Dabei hatten die Freiburgs 1954 schon einmal eine HF-Stufe mit einer ECC81 in Gegentaktschaltung und eine EC92 als Mixer. Man hat also später auch dort gespart.

Spezialschaltungen im UKW-Teil 

Die Grundigmodelle  5050W und 5040W benutzen eine Cascodenschaltung,  mit  einer 1/2 ECC81 und einer EC92, während der Mischer aus der anderen Hälfte der ECC81 als Triodenmixer arbeitet. Die Vorstufe der Katodenbasisschaltung ist mit C53 und Spule BV 1725 fest neutralisiert. Die Schaltung der Cascode wurde als elektrisch richtig in Reihenschaltung  und gleichstrommäßig parallel ausgeführt, das war wegen der zu geringen Spannungsfestigkeit der E-Röhren Faden / Katode notwendig.

 

 

 

Ähnliche Technik  findet man bei vielen Firmen. Zum Beispiel bei Siemens ab 1958,  in der Vorstufe die Röhre PCC84 in Cacodenschaltung und eine EC92 als Mixer.

 

 

Dieses  Bild zeigt diese Schaltung von SIEMENS  aus der Schatulle M7. Dort arbeitet die  PCC84 und eine EC92.  Hier sind die Systeme der Vorstufe  sowohl bei AC als auch mit DC immer in Serienschaltung betrieben. Die PCC84 ist extra als Cascodentype im TV entwickelt worden. U/ f-k ist dort ausreichend hoch.

Dieses Bild:   Mit dem Erscheinen der ECC85 (1954) machte die Applikationsabteilung von PHILIPS noch einen Vorschlag, um damit eine Schaltung ähnlich der von Grundig (5040) eine Cascode als Vorstufe mit einer ECC85 zu realisieren,  dazu eine EC92 als Mixer. Das wurde nirgends mehr weiterverfolgt.

Erst 1958 hatte SIEMENS in seinen diversen Spitzenmodelle eine Cascodeschaltung  mit der PCC84 realisiert.  (Siehe Bild 26)  Spitze Zungen behaupten: Grundig hat mit seiner „Golden Cascode“ schon 1956, im F336 mit der E88CC den Markt geöffnet, um eine PCC88 zu bringen. Die PCC84 wollte ab da keiner mehr im Fernseh-Tuner! Für eine UKW-Stufe ist das aber immer noch Spitzenklasse. 

Die Hintergründe der Beispiele am Ende bleiben zum Teil verborgen. Mit der Empfangsleistung hat das ganz sicher ganz wenig zu tun. Ein Spitzensuper muss sich ja von der mit einer ECC85 oder 2x EC92 bestückten Standard-Type (irgendwie) abheben.

Als Schlussbeitrag. Die Röhre PC900.

Als im TV nur noch Transistoren in der Eingangsstufe gefragt waren, wurde die mit 14,5 mA / Volt steile PC900 (EC92 = 6mA/V) bei PHILIPS als festneutralisierte Zwischenbaissschaltung  in den Stereomodellen, wie Castor 461 (12RB461) als Vorstufe und Mixer eingesetzt.

 

Bild aus Castor 461

Aufgrund der Tatsache, dass bei HF-Stereo im Vergleich zu MONO, ein etwa zehnmal höherer Pegel (+20dB) am UKW Eingang notwendig wird, ist das eine sinnvolle Vorgehensweise. Auch wenn es dazu „Bemerkungen“ gibt, die auf Überbestände (der PC900) zielen.

Quellen:  .

Lehmann, W.: Die Rundfunk- und Tonfilm-Technik, 3.A., Killinger, 1936

Nowak, A., Schilling, F.: Vom Dipol zum Lautsprecher, Weidemanns Buchhandlung, 1950

Cantz, R., Nowak, A.: Die Röhre im UKW-Empfänger, Teil 2: Mischstufen, Franzis, 1952

 

EDIT: Ein Bild,  TELEFUNKEN UKW-Variometer hinzu. 

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Halbleiterbestückte  AM-Mischstufen in Rundfunkempfängern.

Ein Übersicht der unterschiedlichsten  Schaltungen, vom als erstes bekannt gewordenen AM-Radio, dem  REGENCY von 1954, bis zum GRUNDIG UKW-RDS-TUNER  T9000 von 1987. Es werden dabei  Transistoren  vom Typ "Flächentransistor" wie OC44, OC45, bis hin zum DUAL-GATE BF981/ BF982 als Prinzip-Schaltungen und in realistischen Schaltungen verschiedener  Hersteller gezeigt.

In den Anfangsjahren, ab 1957, waren die Mischstufen der Hersteller im wesentlichen einheitlich ausgeführt. Ausserdem hatte die Firma  Texas schon 1954 Transistoren mit einer  „Rate Grown Junctions” genannten  Technik entwickelt und mit dem Modell TR1 unter dem Label „ REGENCY“ (Radio Apparatus Corporation merged with I.D.E.A.) in USA in den Markt gebracht bzw. bringen lassen. Dieser Entwurf, nahm damals nahezu alle Schaltungsdetails vorweg die folgten, sieht man von der 22,5 Volt Stromversorgung im Gegensatz zu 4,5V, 6V oder 9 Volt  einmal ab. Fast alle Entwicklungen entstanden mit Abwandlungen nach dieser Vorlage.

Hier der  Link dorthin

Die obige Schaltung zeigt den TR1 Marke REGENCY, das Vorbild vieler Entwicklungen ab 1957. Eine Pionierleistung von TEXAS INSTUMENTS [1]

Dazu ein weiteres Modell aus dem Jahr 1955, Raytheon USA Chassis Type 8RT1

Laut Eintrag im Rmorg. bei REGENCY, hat die Firma Raytheon 3 Wochen nach dem TR1 ein Modell mit 8 Transistoren,  Type 8TP1, herausgebracht. [1]

Im Gegensatz zum TR1 der mit  einer selbstschwingenden  Mischstufe arbeitet, findet man bei Raytheon eine Mischstufe mit einer getrennten Oszillatorstufe.

Diese  Schaltungsart der Mischstufe im Raytheon 8TP1, kann neben der des TR1  „Regency“ ebenfalls als  richtungsweisend für die späteren  Enwicklungen in Europa gelten, wie sie weiter unten im Text vorgestellt werden.


In den Jahren nach 1956 waren in Europa stets selbstschwingende Mischstufen mit einem Val. OC44 oder Telef. OC613 im Einsatz. Unterschiede gabe es mit empfangbaren Wellenbereichen für Regionen in Westeuropa, Grossbritanien  und Skandinavien. Oder eben  des Preises wegen  nur die Mittelwelle.

Abb.1   Standard Mischstufe für MW und Langwelle wie sie in dieser Art, lange Zeit in Geräten angewendet wurde.  Sieht man vom aktiven Element einmal ab, hier kein  Alloy Junction Transistor, sind die Schwingkreise wegen der niedrigen Eingangs- und Ausgangswiderstände des OC44, wie hier der ZF-Kreis, mit ca. 50Kohm und weniger ausgelegt, oder mit Anzapfungen 25/1 und 10/1 an den Transistor angepasst, Abb 2. Die Kreise müssen somit eine Leistung abgeben oder mit welcher gespeist werden.

Abb.2  Hier ein praktisches Modell von 1958, GRUNDIG-TRANSISTOR-BOY, MW/LW

Wird - oder soll - mit dieser einfachen  Mischerschaltung in einem KW-Bereich gearbeitet werden, muss der Transistor  wegen des geringen Abstandes von fe und fo , der gleich der ZF  fz ist,  in einer Schaltung mit einer abgleichbaren Brückenschaltung wie hier gezeigt arbeiten.

 

 Dass ZF-Stufen mit Transistoren im allgemeinen neutralisiert werden müssen ist bekannt, bei Mischstufen mit Röhren nur im UKW-Bereich. Wird der Eingangskreis nicht zum Oszillatorkreis hin entkoppelt, treten böse Effekte auf. Der HF-Kreis kann kaum auf Maximum abgeglichen werden, weil er den Oszillator mitzieht. Das waere unter Umständen hinzukriegen, was aber bleibt, behindert eine Benutzung das Empfängers ganz endschieden. Wird die üblicherweise  benutzte Stabantenne mit der Hand berührt, ist der Sender weg, weil der Oszillator neben dem HF-Kreis ebenfalls verstimmt wird.
Weil die Rückwirkung im Transistor nicht reell kapazitiv oder ohmisch ist, muss die Brücke beide Wirkungen neutralisieren. Sie wird mit R und C  nach besonderen  Regeln individuell abgeglichen. Praktischerweise  wird das mit einer Serienschaltung bestehend aus RN und CN realisiert. Sie trennt neben ihrer Hauptaufgabe, zugleich DC und  AC von einander.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Hier ein Beispiel (mit Vorstufe) aus dem Applikationslabor von TELEFUNKEN

 

 

 

 

 

 

Dazu jetzt eine reale Schaltung aus der Praxis,  Modell von 1958, GRUNDIG-TRANSISTOR-BOY, KW/MW

 

 

 

 

 

 

Ein Wort zur Gebrauchstauglichkleit der bisher gezeigten Schaltungen.

Alle Schaltungen haben eines gemeinsam: die Mischstufe kann nicht in der Verstärkung geregelt werden, weil bei reduziertem Collektorstrom der Oszillator stoppt.
Ich habe nur einmal eine Schaltung gesehen, in der auch der selbstschwingende Mischer geregelt wurde. Wie gut das funktionierte weis ich nicht. Als sicher kann eines gelten: anfangs waren es kleine Taschenradios die Freude machten, weil so was eben Spass macht. Eine Hand voll Musik.
Als die Modelle grösser wurden und bessere Empfangsleistungen und mit grösseren Gehäusen und Lautsprechern ausgestattet wurden, gab es Probleme mit verzerrtem Ton. Der Grund war ein zu geringer Bereich in dem die Antennenspannung schwanken durfte. Fast alle Modelle mit der Eintransistor-Mischstufe bekamen am Ausgang  der Mischstufe deshalb eine Dämpfungsdiode verpasst. Bei FM-Modulation das Mittel der Wahl, bei AM-Modulation ein Behelf. Dass bei GRUNDIG drei unterschiedliche Schaltungsversionen mit einer Diode vorkommen, beweist nur eines: keine dieser einfachen Schaltung kam ohne diese Dämpfungsdiode mit den Pegeln zurecht.
Es gäbe ja schon Möglichkeiten: getrennter Oszillator und den Mischer ebenfalls regeln, oder eine geregelte  Vorstufe und den Mischer ohne Regelung lassen. Nach nicht allzu langer Zeit kam das alles dazu. 

 Die folgenden Beispiele zeigen den Werdegang.

Hier die Dämpfungsdiode die den Kollektorkreis des Mischers dämpft. 

 

 

 

 

 

Dazu noch eine Varriante mit Bandfilter


Mischer mit einem 2-Kreis Bandfilter und Dämpfungsdiode am Primärkreis eines Bandfilters  am  Mischerausgang.

 

 

 

 

 

 

 

Dazu als Kontrast, eine Schaltung der Fa. TOSHIBA  noch im Jahr 1983 !

Geregelte Vorstufe, von der aus mit einer Dämpfungsdiode der Kollektorkreis der Mischstufe zusätzlich bedämpft wird. Zweifach abgestimmte Vorstufe und der einzige wenig bedämpfte ZF-Kreis wird (durch die Dämpfungsdiode) bei starkem Signal breitgemacht, AM-HiFi for USA.

Besser ist diese Möglichkeit: ein getrennter Oszillator, dazu den Mischer zusammen mit der ZF zu regeln.        
Hier in der Skizze ist der Mischer noch ohne Regelung..  

Wird beim Mischer (OC44) die Basisankopplung von Masse getrennt und stattdessen ein Kondensator gegen Masse gelegt und diesem Punkt eine passende Regelgrösse zugeführt, hat man eine weitgehend verstimmungsfreie Regelung - im Unterschied zu der Dämpfungsdiode.

Die Praxis dazu:

Eine reale Schaltung aus meiner Entwicklergruppe, Abb. 12. Ein Exportmodell mit 2 KW-Bereichen und MW. Damit werden nahezu alle Probleme gelöst wie:  

  • Frequenzverwerfungen durch schwankendem  HF-Pegel,
  • Verstimmung durch diverse Antennen
  • und als Anleihe von den GRUNDIG Weltempfängern, eine Stabilisierung der Basisspannungen mit Selenplatten als Spannungsstabilisator.

Damit arbeiten alle  AM-Transonetten ab 1961 (Anlage1) von 9Volt bis herab zu 2Volt um noch eine Information aufzunehmen,  jedoch mit reduzierter Audio-Ausgangsleistung. Bis dahin galt nach DIN (Gebrauchstauglichkeit)  bei ½ Batteriespannungmus muss das Radio noch spielen.

Abb.12
Der AF116 I ist der Oszillator, darüber AF116 II, der geregelte Mixer.  Dessen Oszillatorpegel wird mit drei in Serie liegenden Auskoppelwicklungen, wie im Prinzipschaltbild (oben)  gezeigt, vom Oszillator bereitgestellt.  Um Regelleistung zu sparen und damit die Belastung der Signaldiode zu minimieren, die ja die Regelgrösse als Strom zu liefern hat,  wird nur die erste ZF-Stufe geregelt und aus deren Emitterkreis die Regelgrösse des Mischers geliefert.

Bei  GRUNDIG wurde zudem eine bekannte Technik wiederentdeckt: die Diodenmischung. Dazu eine geregelte Vorstufe und ein ungeregelter  Oszillator.

AF116 I die geregelte Vorstufe, AF116 II der Oszillator. Die beiden Mischdioden werden von links mit dem  HF-Signal aus dem Lastwiderstand von 1 kΩ symmetrisch versorgt, während der Oszillator vom Collektor des AF116 II rechts in die Diodenbrücke einegspeist wird. Das ZF-Signal wird dem Kreis mit einer Koppelwicklung entnommen. Bei FM werden  der AF116 I sowie der  AF116 II als 10,7MHz ZF-Verstärker umgeschaltet.    


Der nächste Innovationsschub.

Die ersten bezahlbaren Si-HF-Transitoren waren von VALVO die Typen BF115. Der Grundig RT40 (1965) war das erste Modell (bei Grundig) mit diesen Typen. 
Im Jan. 1966  machte TELEFUNKEN einen Schaltungsvorsschlag für eine hochwertige geregelte AM-Mischstufe mit 2 bipolaren Transitoren. Nachdem die Entwicklung des RT40 und HF500 sehr weit gediehen war, hatten wir einen Vorschlag von VALVO mit einer „aufwärts geregelten" Mischstufe mit 1x BF115 vorgesehen. Siehe Details beim GRUNDIG RT100.

Zur TELEFUNKEN-Lösung mit bipolaren Transistoren einer regelbaren Mischstufe, selbstschwingend.

Es fehlen mir wie beim RT40 oben angeführt, eigene Erfahrungen zum TELEFUNKEN Vorschlag.
Deshalb nur die Applikation mit original Auszügen und eine BLAUPUNKT Version in einem AUTOSUPER von BLAUPUNKT,  Modell: BONN Stereo und neueres Modell.

Zunächst  TELEFUNKEN

Die beiden Transistoren T1 und T2 bilden zusammen mit dem gemeinsamen Emitter-Widerstand RE (gleichtrommäßig) einen Differenz-Verstärker. Aber nur T1 verstärkt wechselstrommäßig. Für den Belastungswiderstand des Eingangskreises wirken aber T1 und T2 parallel. Wird nun eine Regelspannung angelegt, sinkt der Eingangswiderstand von T1 (Aufwärtsregelung), während gleichzeitig der Eingangswidertsand von T2 steigt (wegen des Differenz-Verstärkers), so daß resultierend der Lastwiderstand für den Eingangskreis (näherungsweise) konstant bleibt. Entsprechendes gilt für die Belastung des Oszillators, da der Strom IE praktisch konstant bleibt.

BLAUPUNKT AUTOSUPER BONN Stereo

Was gab es sonst noch bei AM ?

Die Entwicklung der bipolaren Transitoren ging stetig weiter, fuer die AM-Schaltungstechnik fiel da wenig ab. Die UKW- und Fernsehtechnik war das Feld  für neue Produkte und Techniken. Die Siliziumtechnik brachte enorme Vorteile was das Temperaturverhalten der Geräte weit nach vorne brachte. Oder  im Audiobereich, ob Kleinsignal- oder Leistungsbereich, waren das Vorteile die man sich als Entwickler die ganze Zeit gewünscht oder erträumt hatte. In den Feldern TV und UKW, machte eine an sich bekannte Technik Furore, der Feldeffekt Transistor in all` seinen Formen.
Erst viel später, konnten mit dem Dual-Gate-FET,  speziell im Autoradio, auch bei AM Vorteile herausgearbeitet werden. Wegen der dort üblichen Variometer als  PI-Filter am HF-Eingang,  war der hochohmige Transistor von hohem Wert.

Der einfachste Typ, als Sperrschicht FET,  von TEXAS als BF245 und BF246 gebaut, hätte viele Vorteile auch in der AM-Schaltungstechnik gebracht. Bei den Drehko- oder Dioden-abgestimmten Parallelkreisen, sind die Standard Eingangskapazitäten, die zwischen 30 und 50pF liegen, von Nachteil.
Die Gründe,  bei AM keine FETs einzusetzen, sehe ich nicht mehr als nachvollziehbar an, und lediglich bei SABA wurden die von Halbleiterfirmen forcierten Schaltungen mit selektierten FETs eingesetzt.

Dazu eine Applikation von TEXAS Instr. Welcher P-Kanal FET damals benutzt wurde, ist heute nicht mehr anzugeben. Daher habe ich nur eine Möglichkeit eingetragen. 

Vorab zum Einstieg, zwei Grafiken als Hilfestellung. Als N-Kanal Depletion-Sperrschicht (selbstleitend). Der Vergleich mit einer Röhre ist nicht abwegig.

 

 

 

 

 

 

 

 

Abb. 34a und Abb. 35a

Die Applikation von TEXAS Instr.

Die TEXAS/SABA Version wurde in diverese Modelle von HiFi 8040 bis 8120 eingesetzt.

Das Schaltbild zeigt den AM Eingangsteil vom SABA Modell HiFi 8080 Stereo.

Literatur:

[1] Kiver, M.S.: Transistors in Radio, Television, and Electronics, 2nd ed. McGraw-Hill, 1959

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Halbleiterbestückte Mischstufen in Rundfunkempfängern.

 

Teil 2:  Die Schaltungstechnik der Mischstufen für Ultrakurzwellen im

3 Meterband.

Wie im Teil 1 (AM) werden auch hier viele Versionen der Mischstufen anhand von Schaltbildern, technischen Hinweisen sowie Funktionsskizzen erläutert. Es sollen die zahlreichen, im UKW- Umfeld  existierenden Varrianten aufgezeigt werden, das aber ohne tiefer in deren Funktionsweise einzusteigen. Dies haben schon vorher die Applikations- und Enwicklungs-Ingenieure richtig gelöst.

Dieses hier als Einstieg gezeigte Schaltbild von TELEFUNKEN, ist als erste reale Lösung eines UKW Empfangsteiles (UKW-BOX) zu betrachten.

Diese Lösung wurde von zwei südeutschen Firmen, wie Dr. Ott mit SÜDFUNK, TONFUNK Karlruhe schon 1959 in Modellen realisiert. 

Dazu im RM.org:  "Der K986 wurde im Frühjahr 1959 als erstes deutsches Volltransistor-Portable mit UKW-Bereich auf den Markt gebracht." Beitrag dazu etwas weiter unten

Die Firma GRUNDIG kam 1958/59 zu einem gänzlich anderen Ergebnis. Eine Version, wie in der Röhrenzeit mit DC90 und DF97 bei UKW üblichen Technik, wurde mit einer Eintransistorlösung beantwortet. Vom Aufwand im Gerät und in der Fertigung (Smith-Diagraph: Eigenentwicklung bei Grundig, entsprechend zum Z-g-Diagraph von R&S) her betrachtet, ist das für mich nicht erklärbar.  Immerhin wurden die Modelle der zweiten und dritten Generation bei GRUNDIG mit zwei stark modifizierten Schaltungsversionen damit ausgestattet. (z.B.Concertboy 202 und Partyboy 200)  Als UKW-Transitor kam beim Concertboy 202  statt des OC171 der wesentlich verbesserte AF102 zu Einsatz. Sicher, UKW-Typen waren noch rar und teuer. SÜDFUNK und TONFUNK mussten ihr Geld auch erst einmal verdienen, bevor sie es in zwei Transitoren investieren konnten. Bei den erwähnten Röhrenschaltungen, mit DC90 und DF97, kamen die vielfach im RM.org beschriebenen Oszillator-Brückenschaltungen zum Einsatz, um die Austrahlung via Antenne  zu minimieren. Offensichtlich fiel dem Chefentwickler bei GRUNDIG, bei der Verwendung nur eines Transistors, dazu nichts Geeignetes ein. Ging er doch meist zum Wohle der Firma  Grundig recht unorthodox zu Werke. Auch hier ging er jetzt einen Weg, wie er es schon in einem Export-Modelle zur Spiegelfrequenzunterdrückng realisiert hat: ein mit der Abstimmung im Gleichlauf befindlicher Saugkreis (techn. Leitkreis). Jetzt bei UKW aber auf der Frequenz des Oszillators im Antenneneingang. (Element O und N ) Sicher ein probates Mittel, um das Problem Störstrahlung zu lösen. 

Bei der Verwendung der Telefunken Applikationschaltung, durch viele Ingenieure und Techniker der Radiofirmen, gab es anfangs nicht allzuviele Abweichungen. Nur Südfunk brachte damals schon ein wichtiges  Merkmal ein, welches später noch auftauchen wird. Und zwar, wird die UKW-Vorstufe ab einem bestimmten Pegel heruntergeregelt, um eine Übersteuerung des Mischers zu verhindern. Auf diese und ähnliche Vorrichtungen in UKW-BOXEN komme ich beizeiten zurück. Um jede existierende Version zu kennen, wäre eine Flut von Schaltbildern notwendig. Die wichtigsten  Massnahmen werden aber noch besprochen.

Ein mit diesem  SUEDFUNK Merkmal ausgestattes Modell (K986), kommt als Beispiel mit einer der von Telefunken abgeleiteten  2Transistorlösung auf den Markt.

Zum Vergleich mit der Südfunklösung, die orignal TELEFUNKEN Applikation. Hierbei kann man erkennem, wie wichtig und zukunftweisend Applikationen sein können. 2Transistorlösungen sahen prinzipiell bis auf kleine Abweichnung - bis zum Einsatz von Feldeffekt-Transistoren (FET) - so oder so ähnlich aus.

Nachdem GRUNDIG einige Zeit lang das Eintransistorkonzept verfolgt hat, war sie doch vom werbewirksamen Slogan „HF-VORSTUFE“ der Konkurenz eingeholt worden. Weil zu der Zeit, von 1961 bis 1965, meine Kenntnisse und Fähigkeiten sich nur auf die Transistor-AM-HF/ZF-Technik einschliesslich  Audio-Technik beschränkten, dazu noch einiges an Erfahrung in der FM-ZF-Technik vorhanden war, kann ich zu UKW-BOXEN nur das bringen, was für mich und jeden als Info erreichbar ist.

GRUNDIG hat von Anfang an, in der Oberklasse bei  Reiseempfängern mit UKW-Teil, die Möglichkeiten und bekannten Lösungen analysiert und zunächst wieder einen anderen Weg beschritten.  Es war der gleiche wie bei AM: die Mischung  mit (einer) Dioden. Es wurde folgende Bewertung angeführt: ein Problem was Südfunk zumindest erkannt, jedoch noch nicht 100%ig gelöst hat, weil das ohne Aufwand nicht ganz einfach zu lösen geht. Es geht um die Störung oder Beeinflußung der selbstschwingenden Mischstufe durch unvermeidbare Nachbarkänale und gewollte Pegel auf der Sollfequenz am Mischer.

Diese Grafik von Grundig zeigt die Signalverträglichkeit einer mir nicht näher bekannten 2Transistorschaltung im Vergleich zur gewählten Diodenmischung im OCEAN-BOY 202. Denn starke Signale auf der Nutzfrequenz sind in der Lage, den Oszillator völlig zu stoppen, wenn am ZF-Kreis genügend hohe Wechselspannung aufritt. Oder selbst kleinere Pegel der Nachbarsender können den Oszillator synchronisieren, weshalb der Störsender dann an jeder gewählten Stelle im UKW-Band stört und wie das Diagramm zeigt, erst nach einem Abstand von +/- 500KHz neben dem Nutzsender verschwindet. Bei HF-Stereo, und besonders HF-Stereo im HiFi-Feld, waren das die wichtigsten Themen und Probleme  der Tunerentwickler.  Der Kabelempfang mit seinen hohen Pegeln und die Bundespost mit ihren EMV- Vorschriften, trieben das in ungeahnte Höhen der Schaltungstechnik und des dafür notwendigen Aufwandes.

Was macht nun GRUNDIG anfangs dagegen?  Eine Vorstufe, ein separater Oszillator und eine Mischdiode.  Das ist fast schon kommerzielle Funkmesstechnik! EinBeispiel der OCEAN-BOY  202 von 1961.

Am Antenneneingang  ist ein auf Bandmitte abgestimmter Antennentrafo. Aus dem Kollektorkreis der Vorstufe wird die Mischdiode (OA90) gespeisst, in Serie dazu die Oszillatorauskopplung die den Oszillator in den Diodenkeis  einbringt. Weil der Diodenmischer keinerlei Verstärkung macht, wird der Oszillator-Transistor zusätzlich als Reflexstufe mit den Filtern 9202-319 und 9202-320 zur ZF-Verstärkung herangezogen. 

Jetzt zu den Versionen einer Zweitransistor-UKW-BOX.

Wie schon angedeutet, enthielten die Zweitransistor-Mischteile zusätzliche Massnahmen gegen das Stoppen (Ausblasen) des Oszillators oder Störungen von Nachbarsendern am Mischer und oder in der Vorstufe. Die Vorstufe muss daher oft in diese  Mischerdiskussion einbezogen werden, weil der Mischer ohne diese Massnahmen nicht optimal arbeitet. Das damalige Mittel der Wahl sind Begrenzerdioden an verschiedenen Stelle in der Schaltung.

Die einfachste Lösung ist eine Diode parallel zum ZF-Kreis am Kollektor des Mischers. Bei einfachen Ansprüchen mag das genügen. Mir ist im Moment kein Hersteller aus Europa bekannt der diese Einfachlösung benutzt hat. Man hat jedoch um Nachteile zu vermeiden, ohne viel Aufwand der Diode eine Vorspannung in Sperrichtung gegeben. Diese simple Hilfestellung um den Kreis zusammendämpfen, setzt damit definiert später ein.

Hier zwei Beipiele:

Viele Graetz Modelle zeigen wie oben, eine AA112 mit Vorspannung.

Auch PHILIPS hat die Diode am ZF-Kreis vorgespannt. Man mus da sehr genau hinsehen, der Spannungsabfall an R7 (150Ohm) sperrt anfangs die AA119. 

 

Das GRUNDIG-Bild (Tansonette 9) zeigt eine andere Version um das Übersteuern der Mischstufe zu vermeiden. Eine OA90 ohne mit Vorspannung am Kollektorkreis der Vorstufe. Dabei wird der ZF-Kreis nicht  belastet, was technisch anfechtbar ist, weil gerade das Filter nach der Mischstufe die wichtigen Parameter eines FM-Supers bestimmt.

 

 

 

 BLAUPUNKT  und GRUNDIG haben später, als diese verfügbar waren, am Ausgang der Vorstufe eine Si-Diode als Pegelbegrenzer verwendet. Deren Schwellspannung liegt bekanntlich höher als die einer Ge-Diode.

Hier im Beispiel Blaupunkt Dixie 7 mit der BAY17 als Begrenzerdiode.

Die Lösung von GRUNDIG mit einer Si-Diode 1N4151, um den Pegel am Mischereingang zu begrenzen. 

Wie schon bei dem AM-Mischern gezeigt, wird der Oszillator um vieles weniger durch starke HF-Signale von der Antenne kommend gestört, wenn man zusätzliche davor oder im Mischerumfeld  zusätzliche Massnahmen vorsieht. Die beste Lösung, man baut einen separaten Oszillator ein, den man lose an den Mischer ankoppelt. Später bei HiFi-Spitzensupern werden wir sehen, daß auch das seine Grenzen hat.

Hier nun ein Beispiel,  Mischer und Oszillator getrennt.

Dieses PHIHLIPS Heimradio kann an eine GA-Antenne angeschlossen werden, hohe Pegel müssen bedacht werden. Die D404, eine BA220 Si- Begrenzerdiode schützt hier schon die Vorstufe vor Übersteuerung durch starke Nachbarsender. Weil sonst eine Kreuzmodulation auftreten kann, die verursacht, das 2 Programme gleichzeitig und untrennbar hörbar werden.

 

 

 

Nachdem meine Person als kompetender Entwickler für diese Arbeit ausgesucht wurde, will ich doch exklusiv für meine Freunde hier, mein Erstlingswerk als HiFi-Tuner-Entwickler einbauen. Der zweite HiFi-Tuner nach dem RT50, welcher nur eine ECC85 in der UKW-Box hatte, den RT40, der den Transistor- und Diodenbedarf im Einkauf in bis dahin ungeahnte Höhen trieb. Hier zu sehen aber nur die UKW-Box. 

Zeitsprung.

Der Fortschritt in der Halbleitertechnik, brachte neue Möglichkeiten in der UKW-BOX mit sich. Der Fortschritt waren die Sperrschicht-Feldeffekt-Transistoren, kurz FETs. Selbstschwingende Mischstufen damit sind mir keine bekannt. Eine bessere Linearität der  Eingangskennlinie Gate zu SOURCE, daher eine höheren Signalverträglichkeit an gleicher Stelle, waren ein willkommener Fortschritt  für Schaltungsentwickler. Auch dabei kamen viele Anregungen von den Herstellern dieser Bauteile. Wieder vorne dabei TEXAS Instruments, um nur eine Firma zu nennen. Über FETs kann man genügend Informationen finden, hier geht es um Anwendungen ohne Theorie der Halbleiter.

Als erstes erfolgreiches Modell mit FETs bei GRUNDIG, der  STEREO-CONCEERT-BOY 210. Die Schaltung dieses Modelles zeigt zwar auch, dass ohne FET auf der Antennenseite ein abgestimmter Kreis verwendet werden kann. Ein FET mit seiner hohen Eingangsimpedanz macht die Endscheidung dafür einfacher, denn zur Rauschanpassung ist dieser Kreis am GATE sowieso notwendig. Die Mischstufe, als die frühest gestörte Stufe, ist hier im Concertboy 210 mit einem der ersten preiswerten TEXAS FETs BF245 bestückt. Der im Gegensatz zum bipolaren Transistor hier notwendige höhere Oszillatorpegel, wird mit einem separaten Oszillator, realisiert mit einem Texas BF 224, erzeugt und dieser erhält zusätzlich eine stabilisierte Gatevorspannung. Bei einem Stereo- Batterieradio mit 2 Push-Pull-Endstufen ist das unabdingbar, um den Oszillator nicht durch schwankende Batteriespannung durch die Aussteuerung der beiden  Endstufen zubeeinlussen.                    

                                                                                                                               

 Hier nochmals wie schon bei AM Teil1 gezeigt, ein FET mit Kennlinie. Man beachte die 2Volt DC-Zelle als fixe Gatevorspannung.  

 

 

 

 

Dazu passend,  ein Beispiel der Fa.  SANYO Japan, wobei  der FET in seiner Verstärkung automatisch geregelt wird, indem dessen Gatespannung geändert wird.  


 


Viele Schaltungsbeispiele dazu, kann ich aus meinem Fundus nicht anführen, der Zweck und Hintergrund ist, so denke ich, mit den beiden Beispielen ausreichend dokumentiert.


Man hat sehr schnell erkannt, dass mit zunehmender Senderdichte die Vorstufe mit starken Signalen  bedrängt wird.  Anfangs hat man nur die Vorstufe mit einem FET bestückt,  um dann schnell zu erkennen, dass doch der Mischer nicht ohne FET auskommt.

Nur ein Beispiel dazu, in dem nur die Vorstufe einen MOS-FET enthält, ein Weltempfänger von GRUNDIG.

 

Als nächstes Beispiel, die später allgemein favorisierte Schaltungsversion mit zwei Sperrschicht FETs. Dazu  eine Schaltung von SABA, Modell 8100 Stereo K. Der Vorstufen FET läuft hier in Gateschaltung. An Source ein zusätzliche bedämpfter, aperiodischer Antennentrafo zur Anpassung der 240 Ohm Antenne an den doch niederohmigen Eingang des FET in Gateschaltung. 

Doch nochmals zurück zu den Mischern.

In der Gruppe der 3 Transistor-UKW-Teile, gab  später noch eine weitere Verbesserung. Zeitlich gesehen nicht hier, aber um die einfachen UKW-Boxen abzuschließen, ein Beispiel von der Fa. GÖRLER. Dort findet man im Vorgriff schon die neueste Halbleitertechnik, die MOS DUAL-GATE-TETRODE. Wie bei modernen Röhren- Mischern, werden das HF-und Oszillatorsignal, getrennten Gates zugeführt. Dazu später mehr. Neu ist auch die Diodenabstimmung, hier noch mit Einfachdioden BB103. Das HF-Signal wird wie schon bei bipolaren  Trasistoren mit zwei antiparallelen Ge-Dioden AA112 begrenzt.    

Doch zunächst weiter mit den Sperschicht FETs.

Wie schon oben gezeigt, hat es sich als technisch und aus Markertinggründen als notwendig erwiesen, nicht nur die eine oder andere Stufe mit FETs auszurüsten, sondern aus Selektionsgründen mehrere Stufen mit FETs auszurüsten, die zunächst bei erhöhter Kreiszahl im HF- Teil notwendig sind. Stand:1968.

Der SABA HiFi Receiver 8080F, ist ein Erfolgsmodell der 60er Jahre. Die beiden abgestimmten HF-Kreise sind hier schon fortschrittlich als Bandfilter ausgeführt. Eine Technik mit großer Zukunft, wie wir noch sehen werden.

Bei GRUNDIG sind die 3 abgestimmten HF-Kreise zeitgleich noch als Einzelkreise ausgeführt.

Mit dieser recht aufwändigen Schaltung zeigte sich im HiFi-Tuner RT100, dass alle Bemühungen, eine  bei Stereosendern erwünschte Zweisignal- Trennsschärfe im 100KHz Raster zu erreichen, nur mit einer noch besseren UKW-BOX möglich wird. Es zeigte sich dabei, dass wie schon beim bipolaren Mischer, der Oszillator ohne zusätzliche Trennstufe zwischen Mischer und Oszillator, immer noch gestört (synchronisiert) wird. Entwickler anderer Firmen kamen später, also nach GRUNDIG, um 1976 und 1979, zu einem ähnlichen Ergebnis. 

Hier aber noch ein Beispiel mit einer R/C Auskopplung und einem Emitterfolger zum Mischer hin. 

Die TELFUNKEN UKW-BOX  des MT3570

Oder ein Spitzenmodell mit aufwändiger Auskopplung mit einer MOS-Tetrode der Firma ALPS (Japan).   (Die Sterne * bei TR2 und TR3 bedeuten eine leitende Verbindung.) 

Wegen der genannten Beeinflussung der Oszillatorfrequenz, kam es bei GRUNDIG nach dem RT100 zur Nachentwicklung des RT100a, und nur der OPTIK wegen zum RT200. Einbezogen auch der neue Receiver RTV900. Dabei konnte mit exakten Vorarbeiten die Laborleitung davon überzeugt werden, dass es in Zukunft  besser ginge, wenn, statt einer aperiotischen Trennstufe zum Mischer hin,  eine abgestimmte Trennstufe angewendet würde, was aber auch teuerer wird. Daraufhin wurde der Aufwand beschlossen und eine selektive und im Gleichlauf mitgeführte Trennstufe zwischen Mischer und Oszillator vorgesehen. Siehe markierte Fläche beim RT100a.

Diese aufwändige Schaltung einer Trennstufe in dieser Art ist nicht nur besser, sie bietet auch viele Freiheiten in der Anpassung der Arbeitsbedingungen des Mischers. Hierbei, mit dieser Supertrennstufe zwischen und Oszillator, war GRUNDIG mit dem RT100a zeitlich gesehen früher dran als der spätere REVOX-TUNER A76 (Part 3)

Der REVOX Tuner A76 Version I, mit Mixer und Oszillatorstufe in der ersten Version

Im folgenden REVOX- Schaltbild sind die Oszillatorschaltung selbst und deren Aus- und Ankopplung an der Mischer, im Gegensatz zur Version 1 des A76, besser dimensioniert, um Rueckwirkungen des Mischers auf die Oszillatorfrequenz zu reduzieren.  (Das ist eine persönliche Ansicht, die sich aus eigener Tätigkeit herleitet, nichts amtliches.)

 

 

Ab hier beschränke ich mich auf die hier aufgeführten Modelle.

Dies sind die Spitzenmodelle von GRUNDIGund zwei der Fa. Alps, die ich bewerten musste um sie einzubauen. Aber mit Begründungen abgelehnt hatte sie zu verwenden. 

Es geht zunächst noch um zwei Mischer mit ICs: SIEMENS SO 042 und VALVO TCA240.

Danach nur noch um das Teil vor dem Mischer und den Mischer mit bipolaren Transistoren und MOS Tetroden als Mixer.

Die Zeit der digital abgestimmten TUNER..

T5000 1979  Alu-BOX 

 

RECEIVER 40/48

 

ST6000 1980 BOX

 

MINI-TUNER 200

ST6500 1983  BOX

RDS TUNER T9000

 

Der weiter oben gezeigte REVOX Tuner A76 hat schon Ende der 60er Jahre eine führende Position eingenommen und in allen Funktionsgruppen Maßstäbe gesetzt.  Bis zu dieser Stelle mit dem REVOX A76 finden Sie in diesem Text die wichtigsten Mischerkonzepte vom bipolaren Transistor zum Sperrschicht-Feldeffekt-Typ und zuletzt zunächst nur als Überblick, den DUAL-GATE-MOS-FET, kurz MOS- Tetrode genannt.

Ganz kurz dazu: drei Informationen zu diesen fortschrittlichen Bauteilen. Detailinformationen dazu sollten aus dem RMorg. geholt werden. Was unbedingt zum Verständnis der Schaltungen nötig ist, steht jedoch hier. Die Bilder zeigen:

1.) links ein Gleichstrommodell, zwei einzelne MOS- Transistoren, als  Prinzip einer DUAL-GATE  MOS-Tetrode. 

 

 

 

 

 

2.) das Bild links, zeigt als  Applikation eine Dual-Gate MOS-Tetrode als  HF-Geradeaus-Verstärker, wie sie in UKW-Vorstufen angewendet wird..

 

 

 

3.) hier nur zur Info, eine optimale Mischerschaltung mit zwei in  Gegentakt arbeitenden MOS-Tetroden.    Die Traumlösung des Tunerentwicklers.  

 

 

 

 

 

Welche Anforderungen kamen im laufe der Zeit  hinzu?

Bis zu diesem  Zeitpunkt waren eine hohe Empfindlichkeit, Raucharmut und gutes Verhalten bei Großsignalen im Einkanalbetrieb, also ohne starke Nebensignale,  gefragt. Die Nutzer hochwertiger UKW-Teile benutzen meist Aussenantennen mit und ohne Antennen-Rotoren zum Ausrichten. Damit konnten manche Probleme reduziert werden, andere kamen hinzu. HF-Messungen nach Industrie-Standards, waren neben der Grenzempfindlich, (engl. usable-sensitivity) die Rauschabstände bei bestimmten  Signalgrößen (signal-noise)  Spiegelfrequenzunterdrückung ( image rejection)  sowie Trennschärfe (selectivity) bei +/- 300KHz Abstand zum Nutzsignal. Die Bedingungen forderten ein gutes ZF-Teil und HF- Bandbreiten mit ausreichender Selektion.
Zunehmend kam eine alte Tatsache aus der Zeit der „pfeifenden Johanna“ ins Blickfeld,  die besagt: wenn dem Mischer, nicht wie bei Spiegelempfang, ein Störer im Abstand 2* ZF zugeführt wird, sondern ein Störer im Abstand =  ZF-halbe (ZF 1/2), kommt das oben besagte und mit „Johanna“ definierte Problem hinzu.  Werden dem Mischer neben dem Nutzsignal ein starker Störer zugeführt, der mit dem Abstand 1/2 ZF ( bei 10,7 MHz =  5,35 MHz beträgt),  erzeugt der Mischer wie jede Schaltung auch, bei genügend hoher Aussteuerung Verzerrungen mit dem doppelten und mehrfachem der Grundfrequenz. Dies ist eine Auswirkung seiner Nichtlinearität.

 

 


Bild:  Prof.  D. Rudolph

 

Diese Oberwellen sind  dann  im gewollten Mischprodukt enthalten. Im Falle 1/2 ZF Störung, sind das unter anderem ein k2 mit 2*5,35 MHz = 10,7MHz, was untrennbar vom gewollten 10,7 MHz-Signal, zum Demodulator durchgereicht wird. Dort angekommen sorgen diese zwei Signale für nicht mehr vermeidbare Störungen im Nutzsignal.  
Für diese Anforderungen reichten bis dahin 2 bis 3 abstimmte HF-Kreise vor dem Mischer, der im Laufe der Zeit mit verschiedenen Halbleitern bestückt wurde. Kommt ein separater Oszillator dazu (z.B.GRUNDIG RT100a), gab es  in den meisten Fällen im 300KHz-Raster der Sender  keine Probleme beim Empfang. Auch der A76 ist in der Vorselektion nicht besser ausgelegt. Ein späteres Modell von REVOX  ist in der UKW-BOX dann wesentlich aufwändiger ausgestattet.

Was war der Grund für weiteren Aufwand?

Mit zunehmenden Forderungen nach mehr Sendern, wurde der Kanalabstand in Deutschland von zunächst 300KHz über 200 KHz (und ab ca.1963) meistens auf 100KHz und teilweise sogar 50KHz  herabgesetzt.  Das tat man nicht einfach so, weil man es so haben wollte. Das Institut für Rundfunktechnik IRT im Verbund mit Bundespost und Gremien der Industrie, untersuchte mit vielen Modellen am Markt, was der Industrie zugemutet werden konnte, weil es Beweise und Belege dafür gab, was machbar war.  Abgesehen von den Industriegremien, hatten diese Einrichtungen, keine Probleme damit wie "schwierig, aufwändig, teuer" usw. Das führte letztendlich doch zu besseren Schaltungen und Bauteilen.

Als Beispiel, ein FM-modulierter Sender mit seinem Spektrum an den Seiten des Trägers.

Es sind in diesem Beispiel noch keine Signalen wie Stereo, und ARI moduliert. Dort liegen die Seitenränder noch weiter ab vom Träger. Zwei benachbarte Sender mit solchen Signalen, müssen schon vor dem Mischer selektiert werden. Denn, kommt es dennoch  im Mischer zu einer Intermodulation mit  beiden Signalen, hilft nichts mehr was nachher als Selektion kommt. Deshalb wurde der Aufwand an Selektion vor dem Mischer, immer mehr erhöht.  

Dieses zweite Beispiel zeigt, das bei verschiedenen Signalformen, die Kanalbreite sich stark verändert. Stereosignale  sind sehr komplex und stellen daher hohe Ansprüche an die Selektionsmittel in den HF-Schaltungen.

 

 

Mit 8 Modellen will ich den Ablauf über die Jahre nach 1970 zeigen, was dann auch das Ende dieses Beitrages bedeutet.
Es sind: GRUNDIG Hi-Fi  PLL-Tuner T5000, Hifi-Receiver 40 bis einschließlich 50, Slimline Tuner ST6000, Mini-Tuner MT200, Slimline Tuner ST6500 und als das erste RDS-Modell in Europa der „fine Arts“  Tuner T9000 von 1987. (Schaltbilder weiter oben)

Zunächst richtete sich das Hauptaugenmerk noch immer auf den Mischer, weil dort noch etwas zu holen war. Es ist eine alte Wahrheit: was schon bei AM gut war, kommt bei FM wieder. Bei den UKW-Boxen hatten wir oben schon zeitlich eingeordnet: viele Typen mit bipolaren Transistoren in Germanium und Silizium bis hin zu Sperrschicht-FETs.  Dual-Gate- FETs waren einfach noch zu teuer, um eine Rolle spielen zu können. Bei REVOX  tragbar, bei GRUNDIG nicht.
Dort versuchte man sich mit aus der sonstigen Schaltungstechnik bekannten und  bewährten Lösungen. Den Mischer hatte GRUNDIG, nach den Feldeffekttypen wie BF245, mit einer integrierten Schaltungen ausgeführt. Dies waren symmetrischen Mischern als Differenzverstärker (auch als Multiplikator bekannt) mit sehr linearen Kennlinien.

 

Als erste wurde der SIEMENS  S 042P in der UKW-BOX 1979 verwendet. Modelle R40 bis 50 T3000 und T5000.

 

 

 

 

 

 

 

 Beim Nachfolgermodell ST600 von 1980/81,  findet man eine VALVO- Type TCA240.

Die enthält ebenfalls ein Multiplikatorstufe als Mischer. (Valvo: Doppelter symm. Modulator/Demodulator, Verstärker) Eine Begründung zur Änderung, möchte ich hier nicht angeben. Preis- und Firmenpolitik sind nicht mein Thema. 

 

 

Der ST6000 erregte zwar mit seinem exzellentem Bedienungskomfort und bis dahin unbekannten Features, wie Senderkürzel (WDR 3) im Display als Speicherinfo, eine hohe Anerkennung ganz gleich wo. Sicher hat auch die Konkurrenz große Augen gemacht. Die technischen Parameter ließen einen Vorstoß in die „absolute Spitzenklasse“ nach den Definitionen der Testzeitschriften nicht zu.  Der ZF- und und Demodulatorteil war eben schon wieder von der Konkurrenz  überholt worden. Bis zu 3 ZF-Bandbreiten wurden propagiert und hochgelobt (Kenwood).

Die damaligen Vorstellungen im Grundig Management, bestimmten zwar das obere Preislimit, erhoben aber trotzdem den Anspruch auf Spitzentechnik in den obligaten Tests.  Das HF-Labor und die Gruppe Vorentwicklung, mobilisierten daraufhin alles, was an Wissen und Können vorhanden war, um den Nachfolger des ST6000 dorthin zu bringen wo weltweit „die Musik spielte“.  Diese Fernostmarken kennt sicher der Tunerfan aus dem ff - die GRUNDIG HF-Entwicklungen hoffentlich auch. Zwei Jahre nach dem ST6000 kam der ST6500 auf den Markt, mit einem Preis der Erstaunen auslöste und noch viel mehr mit seinen jetzt exzellenten HF-Werten und seiner sonstigen Performance. Nichts war mehr wie vorher, auch die UKW-Box nicht.  Das ist ja hier das Thema. Zeitgleich mit dem ST6000 wurde in der Modellgruppe „Mini 100mm“ der  Digitaltuner M(mini) T200 entwickelt. Dort sitzt als Mischer noch ein bipolarer BF240 jedoch ohne abgestimmte Trennstufe zwischen Oszillator und Mischer. Die Vorselektion im HF-Teil vor dem Mischer, schon mit der neuesten Technik, mit einem abgestimmten Antennenkreis und der jetzt verfügbaren  MOS Tetrode BF910, sowie einem Dreikreisbandfilter als Last.
Um zum ST6500 zu kommen, mussten jetzt nur noch die vom RT100a bekannte Trennstufe eingebaut werden. Dazu ein Dual-Gate MOS-Mischer, als Maximum des noch Bezahlbaren, bestückt mit einer (1Stck) MOS-Tetrode BF910. Die Vorstufe war, wie schon beim MT200, mit einem weiteren BF910 bestückt. Das Dreifachbandfiter vor dem  Mischer konnte, im Gegensatz zum BF240 im Mischer, wegen der besseren Signalverträglichkeit (Kennlinie) der MOS-Tetrode, auf ein Zweifachbandfilter reduziert werden. Der ST6500 und seine (nur optischen) Varianten befanden sich jetzt bei allen Testern in der „absoluten Spitzenklasse“, wie von der Firmenleitung erwünscht, wieder.

Ein Bild des Aufbaues der UKW-BOX.

Dass es ganz nebenbei, etliche interessante Entwicklungen im hifi-Tunerbereich der Mittelklasse gab, muss hier wegen des Umfanges ausgespart werden.

Der im Rahmen der „fine Arts“ Linie entwickelte RDS-TUNER T9000 RDS hat die gleiche UKW-Box. Außerhalb kam hinzu eine zuschaltbare AGC (Regelung).
Dort wurde den Kabelbedingugen Rechnung getragen und wie schon bei der Serie
R40 bis R50, eine etwas einfachere Diodenregelung, am Antenneneingang vorgesehen.  In dessen Schwestermodell „fine Arts“  T903 finden Sie eben eine dieser interessanten Technik der Hifi-Mittelklasse, die vom GRUNDIG T7200 kommt. Mit zähen Arbeiten bei diesen Modellen, konnten wir ebenfalls punkten. Das Wissen um Spitzentechnik fand dort Eingang.  Um den internationalen Stand der 80er Jahre als Vergleich vorzustellen, nun noch zwei Beispiele wie die Spitzentechnologie in dieser Zeit aussah. Mit zwei Typen der Firma ALPS Japan, beende ich meine Erläuterungen zur Mischertechnik im  UKW-Bereich mit Halbleitern,  unter Einbeziehung der Vorstufen, weil diese eine hohe Bedeutung bei der Betrachtung von Überlagerungsempfängern (Superhets) einnehmen, wie Sie hoffentlich dem Beitrag entnehmen können.

Fa. APLS   FD618

Fa. ALPS  FD813

 

Nachschlag und Vorahnung.

Schon ab 1972 begannen Bestrebungen der Halbleiterfirmen und deren Abnehmer, die Radiofirmen damit, durch eine hohe Integration von Funktionen auf dem IC-Chip, die Entstehungskosten in Europa notwendigerweise zu senken. In diesem Prozess waren auch die Entwickler der Radiohersteller gefragt. Schließlich wollten die Halbleiterhersteller ein Produkt finden, das wiederum Käufer findet. Im Laufe der Jahre lernten die Halbleiterfirmen was die Entwickler sehen wollten, oder was in einem Radio funktionieren wird.  Wie wir gesehen haben, hatten anfangs die Entwickler der Industrie dankbar die Arbeiten der Applikationlabors angewendet. Jetzt lief es wieder so ab. Dazu ein Beispiel von Telefunken, ein UKW-IC TDA 1062, der das notwendige Wissen eines im Tagesgeschäft tätigen Tunerentwicklers, ziemlich tief ansiedelt. Die dazu gelieferte Applikation, die man als Anwender unbedingt haben muss, liefert alle Daten die man braucht. Dazu Belege wie das Schaltbild, einen Leiterplattenvorschlag, das Pinout und die Bauteile-Stückliste, die Spulendaten, eben alles wie bei einem Bausatz für Amateure.  

 

Mit dieser kleinen Vorausschau mit  TELEFUNKEN auf das was danach kam, will ich diesen Beitrag beenden.

Beruflich gesehen, war das noch lange nicht das Ende. Den Stuhl durften wir wohl behalten, wünschen wo er steht und wie lange, lag nicht in unserem Ermessen. Viel an portugiesisch und holländisch, habe ich jedoch nicht erlernt, englisch ist eben international.

Hans M. Knoll

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Dietmar Rudolph
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Mischer für Digitale Übertragungs-Systeme

Bevor das Thema behandelt werden kann, ist ein Vorspann zur Digitalen Übertragung erforderlich. Hier soll (ohne Formeln) gezeigt werden, welche typischen Probleme bei einer digitalen Übertragung entstehen und an welcher Stelle Mischer zum Einsatz kommen.

Digitale Übertragung

Digital bedeutet heute, Zahlen und Buchstaben mit Hilfe von Bits und Bytes (1Byte = 8 Bit) für Computer lesbar darzustellen. Ein einzelnes Bit stellt man sich dann i.a. so vor, daß das einen rechteckförmigen Zeitverlauf hat  und für die Zeitdauer T den Wert V=1 annimmt.

Codes im Basisband

"Basisband" bedeutet, daß diese Zeitverläufe (noch) nicht auf einen Träger moduliert sind. Das Beispiel zeigt einige der üblichen Codes, deren Erklärung unten erfolgt, Fig. 3.21. [1, 2]

Dieses Bild zeigt einige Beispiele für solche Zeitverläufe der Codes, die aber jeweils die oben angegebene Zahlenfolge [10110001101] repräsentieren sollen. Dieses Beispiel zeigt folgendes:

  • Es sind mehrere logisch konsistente Zeitverläufe (Codes) für die gleiche Zahlenfolge möglich.
  • Die Bezeichnungen bedeuten
    # "NRZ" (non return to zero) innerhalb der Takt-Dauer T konstanter Wert
    # "L" (level): Jede "1" gibt +V, jede "0" gibt -V
    # "M" (mark): Jede "1" gibt einen Vorzeichenwechsel: +V→-V bzw.  -V→+V
    # "S" (space): Jede "0" gibt einen Vorzeichenwechsel
    # "RZ" (return to zero) kehrt nach T/2 auf 0 zurück
    # "Bi-Φ (Bi-Phase); bei "L" startet jede "1" mit +V und geht nach T/2 zu -V; bei "0" genau entgegengesetzt zur "1"; bei "M" nur die "1" wie bei "L"; bei "S" nur die "0" wie bei "L"
    # "Delay-Modulation" speziell für frühe magnetische Speichermedien
  • Die Auswahl eines Codes erfolgt gemäß den physikalischen Eigenschaften des Übertragungs-Mediums und des (digitalen) Empfängers.
    So kann z.B. kein unipolarer Code verwendet werden, wenn die Übertragungsstrecke  z.B. keine Gleichgröße übertragen kann (Beispiel: Kondensator-Kopplung). Andererseits ist eine (einfache) optische Übertragung über Glasfaser unipolar, weil es kein "negatives Licht" gibt.
  • Der Code muß ausreichend viele Flanken enthalten, damit der Takt T im Empfänger daraus zurückgewonnen werden kann.
  • Da diese Art von Codes ursprüngich über Telefon-Verbindungen übertragen wurden, ist es notwendig, daß ein solches Signal (im Mittel) Gleichannteils-frei ist, weil die Telefonleitungen mit Übertragern angekoppelt werden (zur Vermeidung von Brumm-Einstreuungen). Der AMI-Code bzw. der HDB3-Code erfüllt diese Forderung. Ähnliches gilt für die Dicodes.
  • Ein weiterer Gleichanteils-freier Code ist Bi-Φ-L. Ein zusätzlicher Vorteil ist, daß innerhalb jeder Taktzeit T eine Flanke auftritt, was die Empfangs-seitge Rückgewinnung des Datentaktes sehr vereinfacht. Nachteilig ist die benötigte doppelte Bandbreite gegenüber NRZ für gleiche Datenrate. (Angewendet bei RDS)

Die Auswahl eines Codes hängt also ab von den Eigenschaften sowohl des Übertragungs-Mediums als auch des (digitalen) Empfängers.

Eine steile Flanke (beim rechteckförmigen Bit) ist eine schnelle Zeit-Funktion, weshalb dies zu einer (sehr großen) Bandbreite führt. Übertragungs-Kanäle sind i.d.R. aber Band-begrenzt, weshalb die Daten (für die Übertragung) verrundet werden müssen. Diese verrundeten Formen werden auch "Symbole" benannt.

Die Spektralverteilung zeigt, daß der NRZ-Code nicht Gleichanteils-frei ist, aber der Bi-Phase Code schon. Dafür benötigt der Bi-Phase Code jedoch die doppelte Bandbreite wie der NRZ-Code.

Im weiteren Verlauf wird nur das NRZ-L Signal betrachtet.

Übertragungs-Strecke  und Kanal mit Störungen

Bei jeder Übertragung erleidet das Signal Störungen, die im Kanal eindringen. Ziel einer Übertragung ist es, den Einfluß dieser Störungen gering zu halten.

Als erstes wird der Fall einer analogen Übertragung betrachtet, um den Unterschied zu einer digitalen Übertragung zu verdeutlichen. [3]

QN sei eine Audio-"Quelle" (z.B. ein MP3 Player), dann ein "AM Heimsender". Der "Kanal" ist die Strecke zwischen Sender und Radio (Empfänger) und SN ist die "Senke", also das Ohr des Zuhörers.  Erfolgt eine Störung (z.B. Schaltnetzteil ö.ä.), so wird diese Störung auch empfangen und hörbar gemacht. Kann man die Störung (als solche) nicht beseitigen, hilft hier nur, die Sende-Leistung zu erhöhen, um trotzdem störfreien Empfang zu haben.

Wei sieht das bei einer digitalen Übertragung aus? [3]

Die Audio-Quelle muß zuerst mit einem A/D-Wandler digitalisiert werden. Nach der digitalen Signalverarbeitung im Digitalen Sender wird das Signal über einen D/A Wandler zur Übertragung über einen (Funk-) Kanal wieder in ein (quasi) analoges Signal umgewandelt. Dies erfolgt aus Gründen der beschränkten Bandbreite des Übertragungs-Kanals. Im Kanal hat man somit wieder einen quasi analogen Zeitverlauf. Dieses Signal wird durch das Störsignal überlagert und wird dann im Empfänger wiederum digital verarbeitet.

Worin besteht nun der Vorteil einer digitalen Übertragung, denn das sieht ja zunächst umständlicher aus?

Hierzu betrachtet man zuerst die Funktionsweise des digitalen Empfängers für den Fall, daß keine Störung vorliegen soll. Die Verarbeitungs-Geschwindigkeit (interne Taktrate) im Empfänger sei so hoch, daß das empfangene Signal praktisch als kontinuierlich angenommen werden kann.

Gesendet wurde im Beispiel [1,1,0,0,1] (NRZ-L, verrundet). Die Übertragung sei im "Basis-Band", also ohne Modulation. [4]

Die verrundeten Daten-Symbole werden ungestört empfangen und im Empfänger jeweils mit der verrundeten Symbol-Form s(t) multipliziert (magenta). Anschließend wird jeweils über die Dauer T eines Symbols integriert (blau) und der Endwert als Ergebnis verwendet. Dann wird jeweils der Integrator zurück gesetzt (Dump). Wie man sieht, erhält man jeweils nach der Zeit T wieder die gesendete Datenfolge.

Nun könnte man einwenden: Warum so umständlich? Da im Empfänger sowieso der Datentakt benötigt wird, könnte man ja das empfangene Signal genau zur halben Takt-Zeit T/2 abtasten und hätte das gleiche Ergebnis. Stimmt ja auch, wenn keine Störungen vorliegen.

Nun sei aber eine recht kräftige Störung durch (breitbandiges) Rauschen im Kanal vorhanden. Damit sehen die Verhältnisse auf der Empfangs-Seite wie folgt aus. [4]

Im empfangenen Signal sind die Daten absolut nicht mehr zu erkennen. Aber, nachdem sie mit der (dem Empfänger bekannten) Symbolform multipliziert wurden und dann jeweils über eine Takt-Dauer T integriert wurde, sind die gesendeten Daten wieder einwandfrei zu rekonstruieren, wenn (in der 3. Zeile) die Nullinie als "Entscheidungs-Schwelle" verwendet wird und alles was oberhalb liegt als logisch "1" und alles, was unterhalb liegt, als logisch "0" gewertet wird. (Schmitt-Trigger)

Damit ist also die digitale Übertragung in diesem Beispiel (trotz heftiger Störungen auf dem Übertragungs-Weg) absolut fehlerfrei geblieben.

  • Der digitale Empfänger muß die empfangenen Symbole nicht rekonstruieren (von ihren Störungen befreien), sondern es genügt, wenn er erkennt, welches Symbol gesendet wurde, um eine fehlerfreie Übertagung zu erreichen.
  • Ab einer gewissen Größe der Störung treten dann aber gleich so viele Fehler auf, daß die Übertragung "zusammenbricht". (Die Grenze kann durch eine "Fehlerschutz-Codierung" hinausgeschoben werden, ist aber immer sehr "scharf".) 
  • Da die digitale Übertragung auch mit ziemlich großen Störungen noch funktioniert, kann folglich an Sendeleistung gespart werden. (Anwendung beim Satelliten-Rundfunk)

Aus diesen beiden Darstellungen ist ein wichtiges Prinzip einer Digitalen Übertragung erkennbar:

  • Während bei einer Abtastung des empfangenen Signals in seinem Maximum nur ein einzelner Amplituden-Wert berücksichtigt wird (der bei überlagerter Störung fehlerhaft ist), wird bei der Methode der Integration des empfangenen Symbols über der Zeit dessen Energie-Inhalt berücksichtigt.

Ein ähnliches Problem, wie das hier oben dargestellte, existiert innerhalb eines jeden Computers. Und zwar beim Abspeichern und Lesen von einer Festplatte. Die magnetische Information auf der Festplatte ist ebenfalls "verrundet" und "verrauscht".

Bei vielen praktischen digitalen Übertragungen wird nicht die hier beschriebene "Integration & Dump"-Methode realisiert, sondern eine äquivalente Methode (im Frequenzbereich), indem im Empfänger ein "Matched Filter", eine an die gesendete Symbolform "angepaßtes" Filter, zum Einsatz kommt.

Übertragung über Funkstrecke

Hierfür müssen die Datensymbole moduliert werden, d.h. sie modulieren einen HF-Träger. Da ein HF-Träger in seiner Amplitude und seiner Phase (unabhängig von einander) moduliert werden kann, spaltet man den Symbol-Strom in zwei Teile auf und gewinnt so zwei parallele, von einander unabhängige, Übertragungs-Wege, I (in-Phase) und Q (quadratur Phase) benannt. [3]

I und Q erreicht man im Modulator dadurch, daß ein Datenstrom sI(t) einen Cosinus-Träger und der anderer Datenstrom sQ(t) einen Sinus-Träger moduliert. Da Cosinus und Sinus eine Phasen-Verschiebung von 90o gegen einander haben, sind sie zu einander orthogonal. Daher können die beiden Datenströme im Empfänger auch wieder von einander getrennt werden. Die dabei erzielte Modulations-Art ist (analog bezeichnet) eine "Quadratur-Doppel-Seitenband-Modulation mit unterdrückter Trägerschwingung" (QDSB). Digital heißen diese Modulationen "Quadratur Phase-Shift- Keying" , QPSK (mit verschiedenen Zusätzen, je nachdem wie die "Vorverarbeitung" der Ursprungsdaten erfolgte.)

  • Aufgrund der I/Q Übertragung ist es möglich, nicht nur verschiedene Amplituden-Werte, sondern auch verschiedene Phasen-Werte zu übertragen. Dadurch läßt sich die über den Kanal (channel) zu übertragende Datenrate vervielfachen.

Der Empfänger benötigt einen gleichartigen I/Q-Demodulator, um die Datenströme wieder zurück zu gewinnen. Hierfür ist eine synchrone Demodulation notwendig, d.h., es muß die Trägerfrequenz-Schwingung nach Frequenz und Phase (aus dem empfangenen Datensignal) genau zurück gewonnen werden (carrier recovery). (Ein geringer Phasenfehler kann auch später digital ausgeglichen werden.) [5]

I/Q Demodulator

I/Q Demodulatoren gibt es komplett als IC (TI TRF371135).

Die Demodulation geschieht dadurch, daß das empfangene Signal mit dem (empfangsseitig zurück gewonnenen) HF-Träger multipliziert wird. Dies geschieht parallel, indem dieser HF-Träger sowohl  als Cosinus-Schwingung (entspricht Phase 0o), als auch als Sinus-Schwingung (entspricht Phase 90o) mit Hilfe von zwei "Multiplizierern" (oben als violette Quadrate mit X, unten als Kreise mit X dargestellt) mit dem Empfangs-Signal multipliziert wird.

Blockschaltbild des I/Q Demodulators TRF371135 von Texas Instruments. (Ein- und Ausgänge für die I/Q Signale sind analog, während die Daten-Eingänge digital sind.) [6]

Die Realisierung des hier als Kreis mit X gezeichneten "Multiplizierers" entspricht z.B dem schon länger als "balanced IC mixer" bekannten IC MC1496. Diese Transistor-Schaltung wird nach ihrem Erfinder auch "Gilbert-Zelle" benannt. [11]

Wie aus der Figur 5.10.5 zu erkennen ist, wird dabei die Oszillator-Spannung nicht (analog) mit der Spannung des Eingangs-Signals multipliziert, sondern die Oszillator-Spannung polt die Eingangs-Spannung periodisch um. Das entspricht aber der Multiplikation der Eingangs-Spannung mit einem (periodischen) Rechteck-Signal anstatt mit einem Cosinus-förmigen Signal. Da aber - nach Fourrier - ein Rechtecksignal als Grundschwingung eben ein Cosinus-förmiges Signal enthält, ist dieses "Umpolen" einer Multiplikation gleichwertig, wenn die durch das Umpolen entstandenen höherfrequenten Anteile im Ausgangs-Signal durch ein nachfolgendes Filter unterdrückt werden. (Im TRF371135 ist das ein Tiefpaß-Filter. Es handelt sich damit um eine Mischung direkt in das Basis-Band.)

Für eine um eine 1/4 Periode (entspricht 90o) verschobene Rechteckschwingung gilt entsprechend genau das Gleiche. Hier ist die Grundschwingung dann ein Sinus.

Die Realisierung eines Umpolers ist einfacher und exakter möglich als die eines Multipliziereres.

Die anderen Komponenten eines Digitalen Empfängers sind ebenfalls als IC erhältlich, wie hier am Beispiel eines "Software Defined Radio" SDR gezeigt ist, Fig 75. [6]

In diesem Blockschaltbild ist der aus zwei Multiplizierern bestehende I/Q Mischer als ein Kreis (rot) mit 2 Ausgängen (I, Q) gezeichnet. Die Blöcke vor und hinter dem I/Q Mischer sind Bandpaß-Filter (BPF). Nach der Antenne folgt zunächst ein "low noise amplifier" (LNA). Hinter dem I/Q Mischer und dem BPF folgt noch ein (analoger) "driver", gefolgt von einem weiteren BPF und einem "analog to digital converter" (ADC). Erst danach liegt das empfangene Signal wieder digital vor.

Mischer direkt in das Basisband

Die Mischung direkt in das Basisband ist eigentlich nicht neu, da sie bereits im "Röhren-Zeitalter" angewendet wurde. [7]

Damals hieß das "Homodyn"-Empfänger, Fig 1.34. Das Schaltbild zeigt bereits alle die Teile, bzw. "Funktionen",  die auch in moderner Technik erforderlich sind. 

Bei Mobilfunk-Geräten ist es auch üblich, direkt in das Basisband (fZ = 0) herunter zu mischen, Fig 59. In dieser Figur kommt das Eingangssignal von rechts. [6]

Als Filter nach der Frequenzumsetzung genügen dann die im TRF371135 implemetierten Tiefpässe zur Filterung. Wie aus Fig. 59 und aus seinem Blockschaltbild hervorgeht, verarbeitet das IC TRF371135 sowohl analoge als auch digitale Signale.

Als Bandpaßfilter vor dem Downconverter wird üblicherweise ein SAW-Filter verwendet, da dieses aufgrund seiner Realisierung auf einem Piezo-Chip eine ähnliche Größe wie ein IC hat.

Im nächsten Bild sieht man ein Blockschaltbild des Eingangsteils eines 4-Band Handys. [8]

Die ICs beinhalten nicht nur die Empfangsteile, sondern auch die Sendeteile, sind also "Transceiver". Farbig markiert sind die 4 SAW Filter (GSM 850/900, GSM 1800, GSM 1800, UMTS) und die I/Q Down-Mischer jeweils ins Basisband. Beide ICs verarbeiten sowohl analoge als auch digitale Signale. 

Zum Gesamt-Blockschaltbild gehören weitere ICs, die (allgemein gesprochen) zur Datenverarbeitung gehören, Fig. 1.2. [8]

Betrachtet man nur die Eingangsseite eines Empfangsteils (und nicht den Senderteil) in Fig. 1.2, so hat man ähnliche Verhältnisse wie bei einem DAB Empfänger oder einem DVB-T Empfänger.

ICs für Radios werden z.B. von Frontier-Silicon, Silicon-Labs, NXP Semiconductors angeboten. Das Wissen über die Prinzipien und die daraus resultierende "Schaltungs-Technik" ist heute weitestgehend bei den Herstellern der Chips konzentriert. Bedauerlich, aber wahr. Entwickler und Produzenten von Radios haben i.w. nur noch die Freiheit, geeignete ICs auszusuchen und das Gehäuse zu gestalten.

Hier ein Beispiel eines ICs von Silicon-Labs, das für AM (MW, KW), FM (UKW) oder DAB/DAB+ verwendet werden kann. (Universal-Empfänger)

Der Block mit den beiden Kreisen mit X drin ist der I/Q Mischer. Wie zu erkennen ist, wird er für alle Empfangsbereiche verwendet. Davor sind low noise amplifier (LNA) angeordnet, die eine automatic gain control (AGC) haben, damit sie die unterschiedlichen Empfangs-Pegel verarbeiten können.  Für eine MW Rahmenantenne (loop) ist ein extra LNA vorgesehen.

Die eigentliche Demodulation der (unterschiedlichen) Empfangs-Signale (AM, FM, DAB) geschieht im digital signal processor (DSP). Die demodulierten Signale werden dann D/A rückgewandelt und (nach einer weiteren analogen Verstärkerstufe) als NF-Signale ausgegeben.

Für UKW-FM wird auch das RDS-Signal ausgewertet.

Von Frontier-Silicon gibt es ein Blockschaltbild eines Chips (Kino 4: FS1445-A) für ein komplettes digitales Radio.

Mit diesem Chip kann mit wenigen externen Komponenten ein Empfänger realisiert werden.

Der hier verwendete Kino 4 Schaltkreis hat eine Größe von ca. 1cm*1cm.

 

Literatur

[1] Sklar, B.: Digital Communications, Systems and Applications, Prentice-Hall, 1988

[2] Ziemer, R.E., Peterson, R.L.: Introduction to Digital Communication, Macmillan, 1992

[3] Rudolph, D.: Einführung in Digitale Funksysteme , Vorlesungsskript

[4] Rudolph, D.: Basisband-Systeme, Vorlesungsskript

[5] Rudolph, D.: Digitale Modulationsverfahren, Vorlesungsskript

[6] Texas Instruments: Products for I/Q Demodulator

[7] Rohde, U.L.; Bucher, T.T.N.: Communication Receivers; Principles & Design, McGraw_Hill, 1988

[8] Rohde, U.L.; Rudolph, M.: RF/Microwave Circuit Design for Wireless Applications, 2nd ed. Wiley, 2013

[9] Silicon-Labs: Digital Radio Receivers

[10] Frontier Silicon: Digital Radio Solutions

[11] Roddy, D.; Coolen, J.: Electronic Communications, 4th ed., Prentice-Hall, 1995

This article was edited 11.Nov.15 09:01 by Dietmar Rudolph .

  
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